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無線電子工学および電気工学の百科事典 K174XA42 - シングルチップ FM ラジオ受信機。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
超小型回路 K174XA42A および K174XA42B は、周波数変調信号の経済的な放送および通信受信機で動作するように設計されています。 超小型回路には、スーパーヘテロダイン FM 受信機 (アンテナ入力から AF 出力まで) のすべての機能ユニットが含まれており、その実装には、共振 LC 回路、複数のコンデンサ、および XNUMX つの抵抗器という最小限の付属品が必要です。 このような受信機の調整は、局部発振回路の設定、つまり範囲制限の設定に帰着します。 これは、中間周波数が70 kHzと低いために可能になりました。これにより、重要なバンドパス共振LCフィルターを放棄して、信号選択に調整不可能なRCフィルターを使用できるようになります。 大きな入力信号偏差値 - 50 および 75 kHz - 低い IF では、AF 信号の歪みにつながります。 それらを排除するために、周波数フィードバックシステムが使用されました。これは、偏差を10分の15に減らします（「圧縮」します）-それぞれ最大XNUMXおよびXNUMX kHzです。 超小型回路には、高効率のノイズ抑制相関システム (ノイズレス チューニング - BSN) が装備されています。 不正確なチューニング、ノイズに近い入力、およびイメージ チャンネルにチューニングされている場合に、オーディオ信号を抑制します。 K174XA42Aデバイスは、通信無線受信機で動作するように設計されています。 およびK174XA42B-家庭用の放送受信機。 K174XA42マイクロ回路は、テレビ機器の無線パス、無線チャネルを備えた電話、個人およびビジネスの無線通信システム、ページングデバイス、セキュリティデバイス、および遠隔制御機器でも使用できます。 必要な外部要素の数が少なく、セットアップが簡単で、コストが低いため、アマチュア無線の設計で広く使用するのに非常に魅力的です。 この超小型回路は、174 つのバージョンのプラスチック ケースで製造されています。K42XA2104.18A - 4 ピン パッケージ 238.18-3 (174-42)、および K2103.16XA9B - 238.16 ピン パッケージ 2-1 (2,5-174) です。 ハウジングの図面を図に示します。 42. デバイスの質量は 7000 g を超えません。K174XA42A の完全な類似物は TDA7010 マイクロ回路です。 KXNUMXXAXNUMXBとTDAXNUMXはケースタイプのみ異なります。
マイクロ回路K142XA42AおよびK174XA42Bをオンにするための典型的な回路を図2に示します。 それぞれ174aとb。 ピン配列K42XA1A：ピン。 2-相関器フィルターコンデンサの接続。 ピン。 3-AFアンプ出力（オープンコレクター）; ピン。 4-ノイズジェネレータコンデンサの接続。 ピン。 5-周波数によるOSループフィルタコンデンサの接続。 ピン。 6-正の電力出力。 ピン。 7-局部発振器のLC回路の接続。 ピン。 12-13,14-IFバンドパスフィルターコンデンサの接続。 ピン。 15-無線周波数信号増幅器の入力。 ピン。 1-制限増幅器16の入力回路のコンデンサの接続。 ピン。 17-一般的な結論; 負の電力出力：ピン。 18-周波数検出器の移相器のコンデンサの接続。 ピン。 XNUMX-相関器移相コンデンサの接続。
K174XA42A と比較して、K174XA42B チップにはピン 3 と 10 がありません。そのため、ピン配置のピン番号がそれに応じてシフトされます。 Tacr での基本的な電気的特性。 参照 ° 25±10°C 定格供給電圧、V .... 4,5
* これらのパラメータは、次の条件下で測定されます: 電源電圧 4,5 V、RF 入力周波数 69 MHz、周波数偏差 -+50 kHz、ベース周波数 1 kHz。 AM 除去比を測定する場合、変調度は 30% です。 パラメータの最大許容値 供給電圧、V .... 2,7 ... 9
K174XA42A デバイスの簡略化された機能図を図 3 に示します。 XNUMX. FM受信機は、単一周波数変換を備えたスーパーヘテロダイン方式に従って構築されています。 増幅後の入力信号は、局部発振器信号と混合されます。 ミキサー出力から取得される信号の中間周波数（IF）が比較的低いため、変換側の成分の振幅は非常に小さいため、中間周波数信号増幅器の入力には実質的に存在しません。
帯域外信号を抑圧するために、アクティブ 1 次 IF フィルタが用意されています。 フィルタ アンプ リミッタ 1 の出力信号は、振幅を正規化します。 リミティング アンプ 90 は、大きなゲイン (XNUMX dB 以上) とダイナミック レンジを備えています。 変換された IF 信号は、周波数検出器の入力に供給され、同時に相関器の入力にも供給されます。 周波数検出器は、周波数電圧変換器です。 復調された低周波電圧は、まず第 XNUMX のリミティング アンプに供給され、次にローカル オシレータに供給され、システム内の周波数フィードバック ループが閉じられます。次に、ノイズレス同調システム (BSN) のスイッチの入力に供給されます。そしてAFプリアンプとレシーバー出力へ。 相関器の出力信号は、オフィス間の干渉を抑制するBSHNシステムのスイッチを制御するために使用されます。 これらのノードに加えて、マイクロ回路には内部電源電圧安定器（図には示されていません）、AF出力アンプ（図ではトランジスタVT1として示されています）、およびBSHNシステムに含まれるノイズジェネレータが含まれています。 ノイズ発生器は FM ノイズを模倣し、受信局を切り替えるときやチューニングが不正確なときに AF プリアンプの入力にスイッチで接続されます。 これらの場合のノイズ信号は、受信増幅経路の動作可能性を示します。 K174XA42B チップはノイズ ジェネレータを制御しません。 受信機は周波数フィードバック復調を使用します。復調器の出力 AF 信号は、局部発振器の周波数を IF 信号と逆位相で適切にオフセットするために使用されます。 これにより、IF 信号の周波数偏移が減少し、その結果、出力信号の高調波歪みがほぼ完全になくなりました。 必要な程度の「偏差圧縮」は、局部発振器の発振回路の静電容量Co \u2d Sk + Cpar + Cvarが経験的関係から選択された場合に得られます: Co \u1d Fo / 2 (Ckはループの静電容量です)コンデンサ、Spar は回路の寄生容量、Cvar はバリキャップの容量、つまり調整要素、ピコファラッド単位の静電容量、Fo はループ同調周波数 (メガヘルツ単位)。 この式は、VHF-XNUMX および VHF-XNUMX 帯域のすべての周波数に適用でき、局部発振回路のパラメーター (コンデンサーの静電容量、次にコイルのインダクタンス) を決定できます。 IFマイクロ回路のアクティブバンドパスフィルターは、4次ハイパスフィルター、2次バンドパスフィルター、XNUMX次ローパスフィルターのXNUMXつのセクションで構成されています（の回路の断片を参照）。図XNUMX;コンデンサの番号は図XNUMX、a）に対応します。
太字の点は、マイクロサーキットのピンを示しています。 外部コンデンサの定格と70kHzのIFでのリンクのカットオフ周波数の値は、既知の関係[1]に従ってシステムの伝達関数に対して決定されます。 LPF-IIリンク：C9 = 3300 pF、C13 = 180 pF、fo = 94 kHz; リンクPF-I：C4 = 330 pF、C1 = 3300 pF、fv = 103 kHz、fn = 10,3 kHz; LPF-Iリンク：C2 = 150 pF、fo =88,4kHz。 バンドパスフィルターの適用回路設計は、高い選択性、最小の消費電力、および優れたダイナミックレンジを提供します。 バンドパスフィルターの振幅-周波数特性を図5に示します。 XNUMX。
BSHN システムは、スプリアス受信チャネルの信号を抑制するために使用されます。 システムの動作は、IF 信号と、遅延および反転された同じ信号の相関に基づいています。 両方の信号が相関器の入力に供給されます。 直接信号Ｕｐｆが（放送局を受信する場合のように）一定周期のコヒーレントパルスのシーケンスである場合、信号遅延Ｕ'ｆは繰り返し周期に等しくなければならない。 このような信号は、直接信号を反転することによって得られます。 信号は、位相フィルターによって反転および遅延されます (図 3 の図には示されていません)。 ステーションへの微調整により、両方の信号の形状は同一であり、高い相関関係があります（図6a）。 離調すると、信号 u'pch の位相が直線に対してシフトします (図 6,6) - 相関は小さくなります。 干渉またはノイズの結果として、信号 U'pch の周期と形状に大きな変化が生じます (図 6、c)。 これらの場合、実質的に相関関係はありません。
これらの信号を比較した結果に基づいて、相関器はスイッチの制御信号を生成します。これにより、高相関の場合はAFアンプが、低相関の場合はノイズジェネレータがスムーズにオンになります。 これにより、さまざまなクリック音、ノイズ、耳障りな音がレシーバー出力に伝わることがなくなります。 周波数復調器と相関器の動作に必要な例示的な電圧は、ユニティゲインのオペアンプ上に作られた内部アクティブ移相器によって形成されます。移相器（位相フィルタ）は、周波数 fpch で信号の位相を n / 2 シフトします。 = K / Cf、ここで Cf はピンに接続された容量コンデンサです。 17 個の超小型回路 (図 3 を参照)。 この図に示されている超小型回路の抵抗器 R2 と R3 の抵抗値、および 330 pF (図 7、a の C2) に等しいコンデンサ Cf の静電容量では、fpch = 70 kHz となります。 入力信号 Upch と出力信号 U'pch は、どの周波数でも電圧が等しくなります。 相関器では、外部コンデンサがピンに接続された内部移相器。 18、位相をさらに n/2 シフトします。 したがって、信号の合計位相シフトは 180° になります。 信号の XNUMX つを反転した後、それらを比較します。 周波数フィードバックを備えたBSHN相関システムは、最終的に単一の受信チャネルとステーションへの微調整を提供します。 （ピン1からの）相関器の出力信号を使用して、チューニングインジケータを制御できます。 コンデンサ C16 (図 2a を参照) は、サイレント同調システムの時定数を決定します。 R1C12 フィルタは、AF プリディストーション補正回路の時定数を設定します。 AF パスに入るノイズのレベルは、コンデンサ C11 の静電容量に依存します。 静電容量が大きいほど、ノイズが大きくなります。 完全にノイズのないチューニングが必要な場合は、このコンデンサを接続しません。 コンデンサ C10 は、周波数における OS ループ フィルタの一部です。 これは、周波数検出器の出力で IF スプリアスを除去し、フィードバック ループの時定数を決定します。 パスの振幅周波数特性の形状にも影響します。 コンデンサ C15 は、マイクロ回路の電源回路のフィルターです。 コンデンサ C5 は、マイクロ回路の平衡 RF 入力を不平衡入力に変えます。 コンデンサ C5 を実装する場合は、その端子を可能な限り短くし、局部発振回路との誘導性、容量性結合を軽減する措置を講じる必要があります。 コンデンサＣ６は、制限増幅器１のローカルフィードバック回路内のフィルタコンデンサであり、Ｃ７およびＣ８は、それぞれ、周波数検出器および相関器の位相フィルタの移相コンデンサである。 米。 図6は、入力RF信号周波数fin、偏差および変調周波数Fm、およびRF信号の公称入力電圧Uinの固定値における、AF出力電圧Uoutpの電源電圧Upitへの依存性を示しています。
図に図８は、ＡＦの出力電圧の依存性を図８に示している。 8-信号対雑音比、および図。 9-入力RF信号の電圧からの高調波係数。
文学
著者：P.Polyatykin、モスクワ; 出版物：N。ボルシャコフ、rf.atnn.ru
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