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ADC KR572PV5のアプリケーション。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
KR572PV5 ADC の目的は、アナログ信号の電圧をデジタル形式に変換し、その後デジタル インジケーターで信号レベルを表示することです。 この装置は、液晶 572 桁デジタルインジケーターと連動するように設計されています。 KR5PVXNUMX マイクロ回路は、CMOS テクノロジーを使用して製造されています。 コンバーター（図1）は、アナログ部品とデジタル部品で構成されています。 アナログスイッチには、電子スイッチS1〜S11、リピータモードで動作するバッファオペアンプDA1、オペアンプDA2の積分器、およびコンパレータDA3が含まれています。 デジタル部分には、ジェネレータＧ１、論理デバイスＤＤ１、パルスカウンタＤＤ２、出力デコーダＤＤ３を備えたメモリレジスタが含まれる。
コンバーターは二重積分の原理を使用します。これにより、最初に、放電された積分コンデンサー Sint が測定電圧に比例する電流で一定時間充電され、次に一定の電流でゼロまで放電されます。 コンデンサが放電する時間は、測定電圧に比例します。 この時間はパルスカウンターで測定されます。 その出力から、シグナルがインジケーターに送信されます。 測定された電圧 Uin は、コンバータの入力 (ピン 30 および 31) に供給されます。 そして出力で36および35 - 典型的なUarr。 測定サイクル (図 2) は、信号の積分、つまり積分コンデンサの充電 (ICC)、積分コンデンサの放電 (RIC)、および自動ゼロ補正 (ACC) の 1 つの段階で構成されます。 各ステージは、MOS 構造のトランジスタのスイッチ S11 ～ S1 によって実行される、コンバータの要素の特定のスイッチングに対応します。 図のダイアグラムでは、 02 スイッチの刻印は、「接点」が閉じている段階を示しています。 カウンタ DXNUMX によって正確に設定されるステージの持続時間は、クロック周波数 ft の周期に比例します。
クロック周波数の4000周期続くZIKのステージ中、スイッチS1、S2、およびバッファアンプDA1を介した入力信号は、積分器DA2の入力に供給されます。 これにより、Sintコンデンサに電荷が蓄積され、印加された入力電圧に比例して符号が対応します。 OA2積分器の出力の電圧は、入力信号に比例して一定の割合で変化します。 ZIK ステージの開始までに、コンデンサ Sint および Sakn の電荷と、オペアンプ DA1 ～ DA3 のゼロ バイアス電圧がゼロに等しいとします (Sakn は、自動ゼロ補正ユニットのストレージ コンデンサです)。 DA2 積分器の入力電流は小さいため、コンデンサ Sakn の両端に電圧変化はなく、実際には積分プロセスには影響しません。 コンデンサ Sobr は、基準電圧源から Uobr まで前のサイクルから充電されたままです。 ＺＩＫ段階の終わりに、比較器ＤＡ３は、積分器ＤＡ２の出力における電圧の符号によって入力電圧の符号を決定する。 DA3 コンパレータの感度は、信号が 2 カウントよりも大幅に小さい場合でも、入力信号の極性を正しく判断できるようになっています。 コンバータが RIC ステージで動作している場合、積分器 DA2 への入力信号は受信されません。 スイッチS7、S8またはS6、S9は、基準電圧に充電されたコンデンサSobrをその入力に接続し、コンデンサSintが放電するような極性（これがスイッチのXNUMXつまたは別のペアを選択する理由です）で接続します。 放電は、コンデンサ Sint が完全に放電されるまで続きます。つまり、オペアンプ DA2 の出力の電圧がゼロになります。 この時点で、Sint コンデンサと並列に接続された DA3 コンパレータがトリガーされ、RIC ステージが完了します。 コンデンサSobrとSaknの電荷は実質的に変化しません。 クロックパルスの周期数として表されるコンデンサＳｉｎｔの放電時間は、カウンタＤＤ２に記録された測定結果である。 カウンタの状態を DD2 レジスタに書き換え、3 要素コードにデコードした後、指示計に信号を送ります。 電圧 Uin の符号が図に示されているものと反対の場合。 図１において、インジケータＨＧ１の要素ｇ１はマイナス記号を示す。 過負荷になると、最上位桁の数字 1 とマイナス記号 (負電圧) だけがディスプレイに残ります。 ステージＡＫＮは、論理デバイスＤＤ１がスイッチＳ３、Ｓ４、およびＳ１１を「接点を閉じる」とき、カウンタＤＤ２の終了から始まる。 結果として得られる追跡システムは、演算増幅器ＤＡ１～ＤＡ３の「ゼロ」オフセットを補償する電圧までコンデンサＳｉｎｔおよびＳａｋｎを充電する。 ZIK と RIK の次の 2 つの段階では変更されません。 その結果、「ゼロ」シフトにより誤差が入力に減少し、その温度ドリフトは 1 μV を超えません。 すべてのコンバータ ノードの動作は、内蔵のクロック ジェネレータによって制御されます。 そのパルスの繰り返し率は、外部要素 Rg と Cr によって決まります。 50 Hz の倍数である周波数値で主電源の干渉を抑制するには、積分中にクロック発生器 Tt の 4000 周期に等しい主電源電圧周期の整数 Nc が収まるようにクロック周波数を選択する必要があります (持続時間メイン期間は 20 ミリ秒です)。 したがって、4000Тт = 20 Ncms で、Nc = 1、2、3 などです。 したがって、1m = 1/Tm = 200/Nc kHz、つまり 200、100、67、50、40 kHz です。 小さい値は通常使用されません。 クロック ジェネレータの周波数設定回路の定格は、式 Cr = 0,45 / ft * Rg で計算されます。 端子 39 と 40 の間の周波数安定性を高めるために、水晶振動子を含めることができます (この場合、要素 Rg と Cr は必要ありません)。 コンバータが外部ジェネレータから動作している場合、クロック パルスがピンに適用されます。 40; ピン。 38 と 39 は空きのままです。 デバイスの入力電圧制限は基準電圧 Uobr に依存し、比率 Uin.max=±1,999 Uobr によって決定されます。 インディケータの現在の読み取り値は、1000 Uin / Uobr に等しい数値として表現する必要がありますが、実際には 0,1 ... 0,2% 低くなります。 クロック周波数 50 kHz での測定周期は 320 ms です。 つまり、デバイスは 3 秒あたり XNUMX 回の測定を行います。 コンバータをオンにするための典型的な回路、液晶インジケータとの接続、およびインジケータの小数点を制御するために必要な 3 つの排他的 OR 要素を図 7 に示します。 10. コンバータは、1 ～ 26 V の範囲の安定した電圧を持つユニポーラ電源用に設計されています。電源のプラス線はピンに接続されています。 9、そしてマイナス - ピンへ。 1. 電源電圧が 25 V ± 5% で、周囲温度が 1,8 + 100 °C の場合、最大消費電流は XNUMX mA を超えず、変換誤差は最下位 XNUMX 桁を超えません。 入力抵抗はリークのみで決まり、XNUMXMΩを大きく超えます。
コンバーターには 2,9 つの内蔵電源が装備されています。0,5 つは電圧 5 ± 1 V、もう 32 つは約 1 V です。最初のプラスはピンに接続されています。 37、マイナス - ピン付き。 XNUMX (この出力は、コンバータのアナログ部分の共通線と見なされます)。 XNUMX 番目のソースには、同じピンにプラスがあります。 XNUMX、およびマイナス - ピン XNUMX。 最初の (7,5 ボルト) ソースは、抵抗分圧器を使用して基準電圧を生成するために使用されます。 マイクロ回路の供給電圧が10 ... 0,05 Vの範囲内で変動するときのこの電源の出力電圧の変化は、0,01％を超えません。 電圧温度係数は正で、15% /°C を超えません。 トランスデューサのこれらのパラメータは、実験室条件（気温の変動が25 ... XNUMX°C以内）で作業する場合に、それに基づいて構築されたマルチメータの非常に高い精度を提供し、より広い温度範囲での多くの測定に非常に適しています. 同時に、ソースの出力インピーダンスは非常に大きく、負荷電流が1 mAの場合、出力の電圧は約5％、3 mAの場合は12％低下します。 したがって、指定された電圧安定度は、一定の負荷でのみ実現されます。 負荷がピンに接続されている場合。 図 26 と 32 では、負荷電流は 10µA を超えることはできません。 ソースのこのプロパティにより、コンバーター [1] のバイポーラ電源を構成できます。この場合、電源の 32 つのアームの共通線をピンに接続する必要があります。 26、負の肩のワイヤー - ピンへ。 1、正 - ピンに。 2; 供給電圧制限 - 3,5x (5 ... XNUMX) V。 1 番目の (37 ボルト) 電源は、液晶ディスプレイの制御回路に電力を供給するように設計されています。 このソースの正の出力は vyv です。 10、マイナス - ピン。 1. 電源の電圧安定性は、0,8 ボルトのものよりも約 XNUMX 倍悪くなります。 負荷容量も低く、負荷電流が XNUMX mA の場合、出力電圧は XNUMX V 低下するため、LCD を制御するマイクロ回路への電力供給にほぼ独占的に使用できます。 出力Fで、コンバーターは、クロック周波数の800分の62,5の周波数（fт= 50kHzで5Hz）の「ミアンダー」タイプの長方形パルスのシーケンスを生成します。 インジケータディジットの要素に接続された出力では、電圧は同じ振幅、形状、および周波数を持ちますが、目に見えない要素の場合は出力Fの電圧と同相であり、目に見える要素の場合は位相がずれています。 これらのパルスの低レベルは-37V（ピン1）に対応し、高レベルはゼロ（ピンXNUMX）に対応します。 クロック発生器を調整するには、出力 F のパルス周波数が電源周波数と等しい場合に便利です。 それらが観察される画面上のオシロスコープは、主電源から同期され、クロックジェネレーターは、画像が実質的に動かなくなる周波数（40 kHz付近）に調整されます。 1つの小数点を制御するには、追加の3つの排他的論理和ゲート（図XNUMXのDDXNUMX）が必要です。 示されていないコンマに対して「蛇行」フェーズを繰り返し、表示されるはずのコンマに対してそれを反転します。 特定のコンマを示すには、対応するコンマ制御入力をピンに接続するだけで十分です。 1 - 電源の共通点（残りの入力は空のままです）。 DD1 チップの組み込みを使用する場合、これは選択された入力にハイレベルが適用されることを意味します。 すでに述べたように、KR572PV5チップのADCは、入力UinとUobrの電圧値の比率を測定します。 したがって、そのアプリケーションには2つの主要なオプションがあります。 従来のオプション-電圧Uobrは変更されず、Vinは±0Uobr（または2 ... 1Uobr）以内で変化します[5-2]。 この場合のコンデンサSintの両端と積分器DA1の出力（図4）での電圧の変化を図6に示します。 4,6a。 3番目のバリアントでは、電圧Uinは一定のままですが、Uobrは変化します。 この変種は[7]で使用され、図に示されています。 XNUMX。 UinとUarの両方が測定値の変化に伴って変化する場合、混合バリアントも可能です（[XNUMX]の図XNUMX）。
コンバータの一部である OU の入力と出力の電圧は、線形動作モードの制限を超えてはなりません。 通常、±2 V の制限が示されています。これは、内蔵基準電圧源を使用した場合のアナログ コモン ワイヤに対する電圧の変化を意味します。 米。 図４は、オペアンプＤＡ２の出力における最大電圧がコンバータの入力Ｕｉｎにおける最大電圧によって決定されることを示している。 ピンに対する積分器の出力での電圧の符号。 4 は、ピンの電圧の符号と反対です。 Uint 値は、次の式を使用して計算できます。 Uint=4000Uin/(Sint*Rint*ft)。 （1）。 この式の電圧はボルト、静電容量はマイクロファラッド、抵抗はキロオーム、クロック周波数はキロヘルツで表されます。 すぐに、コンデンサ Sint を放電する通常モードを確保するために、その電圧はピン間の電圧よりも低くなければならないことに注意してください。 1 ... 32 Vのマージンで0,2および0,3。バイポーラのもの。 最大の測定精度を確保するには、広範囲にわたって変化するSintコンデンサの電圧の極値の2つが可能な最大値に近づくことが望ましいです。 これにより、積分器 Sint および Rint の要素の正しい選択が決定されます。Synt*Rint=3Uin/(Uint*ft), (4)、次元は (4000) と同じです。 推奨される抵抗値はRint = 40...470 kOhmで、最大電圧Uinの場合は上限に近いRintを、最小の場合は下限に近いRintを選択する必要があります。 シンセ コンデンサの容量は通常 0,1 ～ 0,22 µF です。 測定精度を向上させるために、測定電圧と基準電圧のソースの出力のXNUMXつをアナログ共通線に接続することをお勧めします。 ただし、どの入力端子もグランドに接続されていない場合に、コンバータの入力をそれぞれのソースに差動接続することは実用上重要です。 この場合、入力でのコモンモード電圧（入力でのコモンモード電圧は、XNUMXつの入力端子で測定されたXNUMXつの電圧値の算術平均であり、任意の電源線に対してもう一方の端子で測定された値です）は、入力で任意の値を取ることができますゼロからアップ。 理想的な電子デバイスの出力信号は、入力のコモンモード電圧に依存しません。 このようなデバイスは、コモンモード干渉電圧を完全に抑制すると言われています。 実際のデバイスでは、コモンモード電圧の抑制は完全ではなく、これがあらゆる種類のエラーにつながります。 パスポートによると、KR572PV5 コンバーターの入力でのコモンモード電圧抑制は 100 dB ですが、ADC が指定された精度を維持する許容限界は示されていません。 したがって、入力 Uin および Uobr の同相モード電圧の制限は、実験的に決定されました。 電圧 Uobr は、100 mV、Uin - 195 mV、クロック周波数 - 50 kHz、Synth - 0,22 μF、Rint - 47 kOhm に等しく選択されます。 このようなパラメータの組み合わせの場合、積分器 DA2 の出力と、式 (1) で計算される ZIK ステージの終わりまでのコンデンサ Sint の電圧 Uint は 1,55 V です。 実験は、XNUMXつの安定化電源の助けを借りて、入力のXNUMXつのコモンモード電圧が変化し、電圧測定誤差がインジケーターボードの指示に従って推定されるという事実にありました。 もう一方の入力のコモンモード電圧と、Uin と Uobr の値は、抵抗分圧器によって固定されたままです。 次に、もう一方の入り口も同じように調べました。 実験中に、入力コモンモード電圧 Uobr は、Uobr<2 V で指定された極性を維持する場合、電源電圧の全範囲で変更できることがわかりました (図 3)。 各入力端子の電圧は、間隔を超えてはなりません。 入力 Uin では、状況はより複雑になります。 ここで考慮すべき XNUMX つのケースがあります。 入力信号が図に対応する極性を持っている場合。 1と3、ピンの電圧。 31 はピン 1 よりも小さく (負)、0,6 V 以上にする必要があります。これは、フォロワとしてのオペアンプ DA1 の線形動作の範囲によって決まります。 ZIK ステージの最後に、DA2 積分器の出力 (ピン 27) の電圧は、ピンよりも Uint 少なくなります。 30. 端子の電圧レベルの比率は、図 5 の図に示されています。 XNUMXa - 右下部分の太い線。
入力コモンモード電圧がUpit間隔の下限に近づくと、オペアンプDA2の動作の非線形性が影響を及ぼし始めます。CMOSトランジスタのオペアンプの場合、オペアンプの線形動作の範囲-アンプは最大電源電圧に近いため、ピン30の電圧はピン26の電圧よりも高く、Uint値に小さなマージン（約0,2 V）を加えた値になります。図の左下の5番目の太い線です。 XNUMX、a。 入力信号の極性が反対の場合、積分器の出力の電圧は、ピンの電圧よりも Uint だけ高くなります。 30（図5,6）、したがって、ピンの許容電圧を決定するのはそれです。 30ピンの電圧の上限近く。 1. マージンも 0,2 V 未満であってはならないことが実験的に決定されているため、Uint \u1,55d 1 V の場合、Uvy.30 - Uvy.1,75 の差は XNUMX V を超える必要があります。 コモンモード入力電圧Uinがピンの電圧に近づくと。 26 再び OS DA1 の線形動作の許容範囲が主な役割を果たし始めます。 最小許容差 Uvyv.31 - Uvyv.26 - 約 1 V (図 5,6)。 したがって、太い線は、一方の極性と他方の極性の両方の Uin の電圧座標軸上の合計 Uint + Uin の極端な位置を示しています。 得られた結果から、信号電圧を測定するには、そのコモンモード成分がピンの電圧にできるだけ近いということになります。 1、信号源は図に示す極性で接続する必要があります。 1 と 3. コモンモード コンポーネントがピンの電圧に近い場合。 26、接続の極性を逆にする必要があります。 測定電圧の極性が可変の場合、許容コモンモード電圧の可能な限り広い限界を得るために、キャパシタンスを増やすことにより、積分器の出力での電圧 Uint を、たとえば 0,5 V に下げることができます。式（２）に従ってコンデンサＳｉｎｔの抵抗値または抵抗器Ｒｉｎｔの抵抗値を計算する。 ADCの動作中に入力Uinの電圧が極性を変えない場合は、コンデンサCollectを放棄できます。 ただし、模範的な電圧をピンに印加する必要があります。 32 と、このコンデンサを接続するためのピンの 33 つ。 例示的な電圧は、ピンにプラスとして印加することができます。 32、そしてマイナス - ピンに。 ただし、入力電圧の極性を逆にする必要があります。 インジケーターはマイナス記号を「強調表示」します (もちろん、インジケーターのこの要素が接続されている場合)。 電圧Ｕｉｎの接続の極性を変えることが望ましくない場合、別の方法で電圧Ｕｏｂｒを印加することが可能である。 - vyvにプラス。 32、マイナス - ピンへ。 34. ディスプレイにマイナス記号は表示されませんが、内蔵の XNUMX ボルト電源は例示的な電圧の形成には適していません。 特にコモンモード電圧の値が高い場合に、測定精度に対する寄生実装容量の影響を減らすために、Sint、Uint、およびSakn要素の設置場所をカバーするリング導体をプリント回路基板に配置することをお勧めします。 この導体はピンに接続されています。 27 チップ。 両面プリント回路基板を使用する場合、リング導体の反対側の裏面で、同じピンに接続されたフォイル シールド パッドを残す必要があります。 27. 図のチェーン R7C6。 3 は、出力 + Uin が測定装置ケースの外側の任意の要素に接続され、出力 -Uin - が共通線に接続される場合に、静電気から出力 + Uin を保護するのに役立ちます。 他の ADC 入力を外部回路に接続できる場合、それらも同様の回路によって保護されます (たとえば、Uin 入力用のマルチメータ [3] で行われているように)。 Uoep 入力の保護抵抗の抵抗値を 51 kΩ に下げる必要があります。そうしないと、機器の整定時間が長くなりすぎます。 コンデンサ Cobr と Saqn の静電容量について。 次の値は、さまざまな文献で推奨されています。200 mV の最大入力電圧の場合、Collect = 1 μF、Saqn = 0,47 μF。 Uin \u2d 0,1V-0,047および35マイクロファラッドについても同じです。 動作中に電圧 Uobr (ピン 36 および 2,6,7 に供給される) が変化しない場合、ADC の精度を高めるために、容量 Collect を指定された値に対して数倍に増やすことができます。例、[XNUMX]) では、静電容量を大幅に増やすことは望ましくありません。 コンデンサSaknの静電容量は、コンバータの入力に過負荷をかけた後の読み取り値の整定時間に大きく影響します。 したがって、上記のすべてのデバイス（過負荷が実質的に不可能な温度計[4、5]を除く）では、上記の推奨静電容量値を順守することが望ましいです。 Sint 積分コンデンサは、吸収の少ない誘電体 (K71-5、K72-9、K73-16、K73-17 など) を使用する必要があります。 Sovr および Sakn コンデンサの電圧が変化する可能性がある場合に読み取り値の整定時間を短縮するには、それらに同じコンデンサを使用することが望ましいです。 それらの電圧が変化しない場合は、KM-6などのセラミックコンデンサを使用できます。 二重積分の原理は、本質的にクロック周波数または積分率の変化の影響を受けないため (妥当な制限内で)、ADC ジェネレータの抵抗 Rint および周波数設定要素の安定性に関する特別な要件はありません。 もちろん、電圧Uobrを決定する分圧器の抵抗は安定している必要があります。 ここで、ジャーナル「ラジオ」に掲載されたADC KR572PV5のデジタル測定器のジャーナルに掲載されたいくつかの要素の選択について簡単にコメントして明確にしたいと思います。 マルチメータ[2]。 積分器コンデンサC3（図1）の静電容量または積分器抵抗R35の抵抗を35倍にすることができるため、抵抗R50を選択する必要がなくなります。 これにより、出力F（62,5 Hz）で信号の周波数を監視しながら、セットアップ中に2回クロック周波数（6 kHz）を設定することもできます。 蓄積コンデンサC3（収集）はセラミックKM-XNUMXで使用できます。 上記のすべてがマルチメータに適用されます[XNUMX]。 静電容量計 [7]。 積分コンデンサC11（図1）の静電容量を0,1マイクロファラッドに減らし、C 14（Sacn）を0,22マイクロファラッドに増やすことをお勧めします。 読み取り値の整定時間を短縮するには、コンデンサ C 10 (Col) と C14 を適切な誘電体で選択することをお勧めします。 入力 Uin ADC の電圧の符号は変化しないため、コンデンサ C10 を除外できます。 これを行うには、スキームに従ってコンデンサC9の上部端子をピンに切り替える必要があります。 33個のDD5マイクロ回路（ピン36から切断することはできません）および導体をピンに変更します。 30と31。 RCL メーター [1]。 ストレージコンデンサC19（図2）の容量を1マイクロファラッドに増やすことが望ましいですが、回路とピンに従って抵抗R21の下部出力を接続することで除外できます。 35個のマイクロ回路DD10とそのピン。 32、トリマー抵抗エンジン - ピン付き。 33 そして、それらの間で導体をピンに変更します。 30と31; 抵抗 R22 も除外されます。 そして結論として、構造を組み合わせる可能性についてのいくつかの言葉。 そのような組み合わせの誘惑は、かなり面倒なアセンブリを組み立てるために、デバイスごとに高価なマイクロ回路とインジケータを購入する必要がないということです。 [1、H]を除くすべてのメーターは、クロック周波数の影響を受けないことにすぐに気付きます。もちろん、推奨シリーズから選択され、対応する要素定格が再計算されている場合です。 50kHzから40kHzの周波数に切り替えるには、積分抵抗器の抵抗を20％増やすだけで十分です。周波数が100 kHzの場合、コンデンサSint、Sobr、Saknの静電容量を半分に減らします。 RCLメーター[1]の要素の定格と40 kHzのクロックジェネレーターの周波数を維持しながら、静電容量メーター[7]を除いて、他のデバイスと組み合わせることができます。 逆に、Sint と Sakn について上記の説明があり、クロック周波数が 7 kHz のメーター [100] では、[1] を除いて他の設計を組み合わせることができます。 ADCKR572PV5または液晶インジケーターIZhTs5-4/8がない場合、ここで説明するメーターは、たとえば[572]で行われたように、共通のアノードを備えたKR2PV8,9およびLEDデジタルインジケーターで組み立てることができます。 現在読んでいる記事のすべての推奨事項は、KR572PV2ADCに基づくデバイスにも適用できます。 マルチメータ[8、9]はコンバータの対称電源を使用するため、値Xin=0,1μFの選択は非常に正当であることに注意してください。 ADC KR572PV2に基づくデバイスでは、LEDインジケータに電力を供給するために、約4mAの電流に対して5〜100Vの個別の電源を使用する必要があります。 そのマイナス端子はピンに接続されています。 21個のマイクロ回路（デジタル共通線）。これは、共通のアナログ線に接続する必要はありません。 LED インジケータを使用する場合、コンバータの内部回路を流れる合計電流は、表示される数値に依存することに注意してください。 したがって、測定プロセス中にマイクロ回路結晶の温度が変化し、8ボルト電源の電圧が大幅に変化し、読み取り値の精度が低下します。 そのため、マルチメータでは別の例示的なソースが使用されています [9、XNUMX]。 真空発光インジケータを ADC KR572PV2A に接続するオプションについては、[4] で説明されています。 文学 1. Biryukov S.デジタルメーターRCL-Radio、1996、No。3、p.38-41; No. 7、p.62; 1997年、第7号、p。 32. 著者：S。Biryukov、モスクワ; 出版物：N。ボルシャコフ、rf.atnn.ru
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