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無線電子工学および電気工学の百科事典 アナログ放射元素の PSpice モデルの研究。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / マイクロコントローラー 彼の記事では ("シミュレーション プログラム用の PSpice モデル"in "Radio" No. 5-8, 2000) 著者は、PSpice 言語に基づいてプログラムをモデリングするためのアナログ コンポーネントのモデルを構築するための規則について話しました。提案された記事では、このトピックが続きます。PSpice モデルを研究するための方法に専念しています。コンポーネントの信頼できるモデルを使用するだけで適切なシミュレーション結果を得ることができるため、これは非常に重要です。 遅かれ早かれ、すべての無線アマチュアは、デバイスの製造中に基板に無線要素を取り付ける前に、まずその保守性をチェックする必要があるという結論に達します。 これにより、将来、電源投入後のデバイスの故障や、動作不能の原因を長時間にわたって調査する必要がなくなります。 この目的のために、産業企業は無線要素の部分的または完全な受信制御を組織します。これは、高資格で高給取りの機器調整者の多数のスタッフを維持するよりもはるかに簡単です。 電子回路をモデル化する場合も同様のアプローチになります。 未検証のモデルを使用すると、現実とは関係のないグラフを見て時間を無駄にすることになります。 この場合、デバイスの健全性または動作不能について誤った結論を下し、間違った決定を下す可能性があります。 したがって、ここでも入力制御を整理する必要があります。 将来的には、これにより時間の節約とシミュレーション結果の信頼性が向上します。 個人ライブラリを補充するためのソースは、使用されるシミュレーション ソフトウェア パッケージのライブラリに含まれるモデル、または他の互換性のあるシミュレーション プログラムのライブラリからのモデルです。シミュレーション プログラムの開発会社や電子機器メーカーの Web サイトでインターネット上に豊富に提示されているモデルです。印刷出版物で公開されているコンポーネント、および自社開発モデル。 同時に、その品質については推測することしかできません。 これらのモデルを使用する前に、テストすることが望ましいです。 このアプローチにより、得られる結果に自信がもてます。 何が可能で何が不可能であるかが明らかになります。 提案された記事では、個別のアナログ無線要素のモデルをテストするためのいくつかの方法について説明し、PSpice 形式での測定スキームとモデリング タスクのテキストを提供します。 タスクは無線要素の特定のモデルに対して構成されており、そのテストについては記事で説明されています。 他の要素をテストする場合は、プログラムを改善する必要があります。 難しくない。 原則として、すべての改善は、電流、電圧、解析時間の変更に対する制限の変更、負荷の選択、直流用のコンポーネント モデルの必要なモードの設定に帰着します。 創造力を発揮すれば、一部のテストを使用して、複雑なマクロ モデルなど、他のモデル用の新しいテストを開発できます。 ダイオード回復測定 ダイオード モデルの動的特性を評価するには、その逆回復時間を測定する必要があります。 整流ダイオード KD212A のモデルの例を使用してこれを実行してみましょう。 実際のダイオードに印加される電圧の極性を正から逆に変更すると、ダイオードは即座に閉じるのではなく、ある程度の遅れを持って閉じることが知られています。 この場合、しばらくの間、ダイオードに逆方向に大電流が流れる可能性があります。 参考書 [212] によると、KD1A の逆回復時間は、Uobr=200 V、Ir=2 A で 300 ns 以下が保証されています。 次に、このダイオードのモデルを確認してみましょう。 KD212Aダイオードの参考書に記載されているパラメータに近い測定条件を作ってみましょう。 これを行うには、1 オームの抵抗を介して振幅 1 V の多極電圧パルスをダイオード モデル (図 200、表 100) に適用しましょう。
シミュレーションプロセスを開始して、ダイオード電流がどのように変化するかを見てみましょう(図2)。
実際、グラフ上では逆方向の電流の特徴的なサージが見られます。 その持続時間は逆回復時間です。 ダイオードがオンになったときの電流ピークは、そのバリア容量の再充電によって説明されます。 モデルのダイオード電流はアンペア単位で測定され、電圧は数百ボルト単位で測定されます。 100 つのグラフ上に 33 つの曲線 (電流と電圧) を作成するには、グラフィック プロセッサを使用して電圧を 300 で割る必要があります。 グラフから、逆回復時間は約 XNUMX ns であることがわかります。 逆回復時間はパスポートの XNUMX ns よりもはるかに短いですが、結果は現実に対応しています。 ここでは一般に、モデルを構築するために国内の参考書の情報を使用することの問題が明確に現れています。 原則として、「それ以上」または「それ以下」に設定されたすべてのパラメータは、主に安全策を講じたいという開発者の要望を反映しているため、数学的モデルの構築には使用できません。 したがって、メーカーが作成したモデルを使用するか、何らかの独自の測定を実行することをお勧めします。 このダイオードが整流器などに使用される場合、このようなサージの存在によりスイッチング ノイズが増加します。 これは通常、ダイオードと並列にシャントコンデンサを接続することで対処します（図3）。
それが何をもたらすか見てみましょう (図 4)。
状況は変化しているものの、劇的には変化していないことがわかります。 明らかに、直接状態に切り替えるときの障害は、コンデンサ C1 の再充電に関連しています。 モデリングのタスク (表 2) は、次々に含まれる XNUMX つのタスクで構成されます。
1 番目のタスクは最初のタスクの単なるコピーであり、ダイオードと並列に接続されたコンデンサ CXNUMX が追加されます。 これを行うと、計算後のすべてのグラフが同時に表示されるため便利です。 バリキャップモデルのボルトファラド特性 ダイオードのもう 2 つの重要な特性は、pn 接合の静電容量が逆方向に印加される電圧に依存することです。 バリキャップなどのデバイスの場合、これが主な依存関係です。 104V5A バリキャップ モデルの容量-電圧特性を構築してみましょう。 ダイオード モデル (図 10) に、50 V/μs の速度で直線的に増加し、振幅 10 V を逆方向に印加する電圧を適用してみましょう。 この場合、p-n接合は閉じられ、非常に大きな逆抵抗により、ダイオードを流れる電流は実際には純粋な容量性となり、式ld \u107d CdV'(t)によって決定されます。ここで、V' (t) は電圧上昇率 (XNUMX V/μs=XNUMX V/s) です。
この方程式を Сd について解くと、Сd=Id/V'(t) が得られます。 ここから、ダイオードの静電容量の式を取得します：Cd \u107d Id / XNUMX. または最後に、寸法、Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA) を考慮します。 シミュレーション タスクを作成して実行して (表 3)、ダイオード電流が時間の経過とともにどのように変化するかを見てみましょう (図 6)。
電流は非常に小さいため、電圧と同時に確認するには、その値をGPUで1000倍する必要があります。印加電圧の時間依存性は線形であるため、次のように置き換えます。 X 軸上の時間は電源 V1 の電圧を表します。 次に、電流値を10で割ります。その結果、ダイオードの容量-電圧特性が得られます（図7）。軸に沿った電流値（マイクロアンペア）は、数値的にはダイオードの容量と等しくなります。ピコファラッド単位のダイオード。
ハンドブック [1] には、4 V の逆電圧でバリキャップの静電容量が 90 ～ 120 pF の範囲にあることが示されています。 モデルのグラフによると、108 pF が得られます。 これは、このパラメータで研究中のモデルが実際のバリキャップの特性に対応していることを示唆しています。 バイポーラトランジスタモデルの飽和特性 無接点スイッチを設計する場合、トランジスタの飽和モード特性を知ることが重要です。 これらのパラメータは、パルスコンバータおよび負荷スイッチングデバイスのスイッチングトランジスタの選択において決定的です。 このようなデバイスは高効率を実現します。 スイッチング トランジスタは全開または全閉のいずれかの状態にあり、一方の状態から他方の状態にできるだけ早く切り替わる必要があります。 全開状態では、トランジスタは飽和している必要があります。 消費される電力は、コレクタ電流と、特定のコレクタ電流におけるコレクタ・エミッタ部の飽和電圧と、トランジスタを飽和状態に維持するために必要なベース電流によって決まる追加電力との積によって決まります。 。 これは、ベース飽和電圧とベース電流の積に等しくなります。 場合によっては、トランジスタの駆動に費やされる追加電力が非常に大きくなることがあります。 これはバイポーラ トランジスタの重大な欠点です。 参考書では飽和電圧の解釈があいまいです。 通常、これは特定のベースおよびコレクタ電流で示されるか、固定コレクタ電流でのベース電流の飽和電圧（ウケナスとウベナス）のグラフがプロットされるか、コレクタ電流に対するウケナスとウベナスの依存性が飽和度を使用してプロットされます。低電力トランジスタの場合、Knas の係数 = 10 (強力なトランジスタの場合 - Knas = 2)。 パルス二次電源で広く使用されている強力なバイポーラ トランジスタ KT838A のモデルのベース電流に対するコレクタ - エミッタとベース - エミッタの飽和電圧の依存性を構築してみましょう。そのパラメータは品質指標に大きく依存します。スイッチングトランジスタのこと。 参考文献 [2] にはそのパラメータがリストされています。 Ubenas (Ik=4,5 A; Ib=2 A) - 1,5 V 以下。 Ukenas (Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=+25 °C) - 1,5 V 以下。 Ukenas (Ik = 4,5 A; Ib = 2 A; T = -45 °C および T = + 100 °C) - 5 V 以下。 測定スキーム (図 8、表 4) を使用して、これらの依存関係を計算します。
得られた結果 (図 9) は参考データと矛盾しません。 明らかに、ベース電流の減少に伴うコレクタ・エミッタ間電圧の急激な増加は、トランジスタが飽和モードから抜け出すことによるものです。
ここで、強力なバイポーラ トランジスタ KT838A およびより最新の KT8121A2 のモデルのコレクタ - エミッタとベース - エミッタの飽和電圧の、2 に等しい固定飽和係数でのコレクタ電流への依存性を構築しましょう。 KT838A トランジスタのハンドブック [8121] には、残念ながらそのような特性はありませんが、KT2AXNUMX についてはあります。 この指標を使ってトランジスタのモデルを比較してみましょう。 測定回路(図10)を使用して、伝達係数1の電流F0,5によって制御される依存電流源を使用して、コレクタ電流とベース電流の比をXNUMXに等しくします。
制御は、ゼロ電圧の電圧源 V1 を流れる電流になります (これは PSpice の要件です)。 ソース電流 I1 を 0,1 ～ 10 A (したがってベース電流は 0,05 ～ 5 A) の範囲で変化させることによって、トランジスタのベースとコレクタの電圧がどのように変化するかを計算します。 これには .DC ディレクティブの機能を使用しましょう。 モデリングのタスク (表 5) は、KT838A および KT8121A2 トランジスタの 11 つのトランジスタを次々に直列に接続して構成されます。 この場合、両方のデバイスの特性が XNUMX つの画面に同時に表示されます (図 XNUMX)。
グラフから、KT8121A2 トランジスタは KT838A よりも飽和モードでの特性が優れていることがわかります。 コレクタ電流が 4,5 A の場合、KT838A コレクタ-エミッタの飽和電圧は約 2,1 V、KT8121A2 は約 0,5 V です。したがって、電力が少なくて済むため、強力なスイッチを構築するには KT8121A2 トランジスタを使用することをお勧めします。それに消散した。 強力なフィールド トランジスタ モデルの電圧-アンペア特性 国内および輸入のトランジスタの類似体の表は、さまざまな印刷物やインターネットに豊富に掲載されています。 非常に明白な疑問が生じます - アナログモデルに国産のトランジスタの名前を割り当てて使用することは可能ですか？ テーブル内。 図6は、強力な電界効果トランジスタの輸入された類似物を示しています。 多くの類似モデルが OrCAD-9.2 ライブラリに含まれているため、この表は便利です。 このようなトランジスタは、主にテレビ、ビデオデッキ、モニターなどのスイッチング電源に使用されています。
筆者は、SONY KV-E805 TV の電源の BUZ2541 トランジスタが故障したため、KP90A トランジスタに興味を持っていました。 KP805Aの少なくともほぼ主要なパラメータと、表から輸入された類似体のモデルの特性を比較してみましょう。 MTP6N60E トランジスタ モデルは tntusoft Web サイトにあり、BUZ90 トランジスタ モデルは siemens.lib ライブラリにあり、IRFBC40 トランジスタ モデルは pwmos.lib ライブラリにあります。 表ではトランジスタが類似物として示されているという事実にもかかわらず、それらのモデルは非常に異なって見えます。 MTP6N60E および BUZ90 トランジスタ モデルは非常に複雑なマクロ モデルで表され (図 12、図 13)、IRFBC40 トランジスタ モデルは最も単純で、組み込みモデルに基づいて構築されています。 同時に、これがパラメータにどのような影響を与えるかを見てみましょう。
まず、ソース接地回路に従って接続されたこれらのトランジスタのモデルの出力電流-電圧特性のファミリーを構築しましょう (図 14)。
電界効果トランジスタの出力特性は、固定ゲート電圧におけるドレイン電流のドレイン電圧依存性です。 出力特性のファミリーは、ゲート電圧のいくつかの値のグラフをプロットすることによって形成されます。 モデリング用のタスク (表 7) を作成して実行してみましょう。 ゲート電圧が変化すると、曲線が特徴的に変化し (図 15 ～ 17)、一連の出力パラメータが形成されます。
さまざまなトランジスタの特性をプロットするには、プログラム内のトランジスタ モデルの接続線にある「*」（アスタリスク）記号を操作する必要があります。 依存関係を比較すると、MTP6N60E トランジスタ モデルの増幅率は低く (少なくとも 600 倍)、宣言された電圧 Uc および最大 = 40 V での絶縁破壊現象を反映しているのに対し、IRFBC6 トランジスタ モデルでは絶縁破壊現象が反映されていることがわかります。表示されません。 電気的破壊という現象を考慮するという意味では、最初のモデルの方が現実に即しています。 ただし、これらのトランジスタのモデルが同様の特性を示すと言うのは時期尚早です。 唯一の共通点は、宣言された電流 Ic = 3 A および電圧 U10i = 6 V で、ドレイン-ソース間電圧がほぼ等しく、MTP60N5,6E では約 40 V、IRFBC5,8 では約 XNUMX V になることです。 siemens.lib ライブラリの BUZ90 トランジスタ モデルは、明らかにあまり成功していないようで、通常、ドレイン電圧が 100 V までしか変化しない場合に計算されます。間隔を 120 V 以上に拡大すると、正常な出力特性が得られません (図 17)。 XNUMX)、計算プロセスは非常に時間がかかります。 そして、これは、モデルが OrCAD ディストリビューションに付属する独自の siemens.lib ライブラリに含まれているという事実にもかかわらずです。 将来このようなモデルを使用すると、結果を取得する際に問題が発生する可能性があります。 ブランドのライブラリを信じるのが通例であるため、シミュレートされたデバイスの動作を説明するのは簡単ではありません。 これは、信頼できる情報源からのモデルであっても、使用する前にテストする必要があるという結論を示唆しています。 次に、MTP6N60E、IRFBC40、BUZ90 トランジスタの過渡特性を構築しましょう。 測定スキームを図に示します。 14、およびモデリングのタスク - 表。 8.
これらの依存関係を微分して、傾きの変化のグラフを取得してみましょう (図 18 ～ 20)。
2 A の電流では、S(MTP6N60E)=3000 mA/V になります。 S(IRFBC40)=2040mA/V; S(BUZ90)=2050mA/V。 ハンドブック [2] によると、KP805A の特性勾配は 2500 mA/V です。 値は近いようです。 しかし、それはある時点でのみです！ このことからどのような結論が導き出せるでしょうか? MTP6N60E、IRFBC40、BUZ90 トランジスタ モデルの電流-電圧特性から判断すると、これらが同じデバイスであると考えるのは困難です。 しかし、実際に機器修理時に交換した経験から、スイッチング電源における互換性が確認されています。 アナログモデルを国産トランジスタKP805Aのモデルとして使用することについては、電流電圧特性が大きく異なるため、そのまま使用することはできません。 MTP6N60E および IRFBC40 トランジスタ モデルは効率的であることが証明されており、一般にいくつかの典型的な高電力 MOS トランジスタの特性を反映しており、シミュレーションに適しています。 最も成功したモデルは、将来、国産の電界効果トランジスタのモデルを作成するためのプロトタイプとして使用できるものです。 最も簡単な方法は、その後のテストと、信頼できるリファレンスから実際のデバイスの特性との比較を行ってモデル パラメーターを選択することです。 単純な KP805A モデル (IRFBC40 モデルをプロトタイプとして使用) は、OrCAD パッケージの一部である PART MODEL EDITER プログラムを使用して作成できます。 そして、ダイオードを接続することによる電気的破壊を考慮に入れると、完全に「実行可能な」モデルが得られます。 フィールド FET トランジスタ モデルのチャネル抵抗のゲート電圧への依存性 前の例と同様に、KP312A トランジスタの出力電流-電圧特性を作成します (図 21、表 9)。 グラフから、電界効果トランジスタには、低いドレイン電圧 |Usi |<|Usu us | でゼロを中心に非常に対称な制御された抵抗領域があることがわかります。 /2.
FET チャネルはほぼ線形抵抗のように動作し、その抵抗はゲート電圧に依存します。 ドレイン電圧の極性が反転しても、抵抗の直線性は損なわれません。 したがって、電界効果トランジスタ上に、直流および交流で動作する電気的に制御される可変抵抗器を実装することが可能です。 この興味深い特性は、さまざまな自動制御システムでよく使用されます。 ただし、制御 p-n 接合を備えた電界効果トランジスタの場合、条件 | Uzi | < | Usi | + 0,5 V を満たす必要があることに注意してください。そうでない場合、逆ドレイン電圧にさらされると、制御 p-n 接合のセクションがドレイン付近が非常にオープンになるため、ドレイン回路では大きなゲート順電流が流れ、抵抗の直線性が破壊されます。 シリコン pn 接合の順方向電圧は 0,5 V を超えず、大きな順方向電流は生成されません。 この点で、トランジスタのチャネル抵抗のゲート電圧への依存性が興味深いです。 作ってみましょう。 このような実験の特徴は、電界効果トランジスタ チャネルの抵抗のグラフを PSpice グラフィック ポストプロセッサの画面に直接表示することはできないが、電気的に等価なものを得ることができることです。 ドレイン電圧をドレイン電流で割った値 RDS=UD(J2)/ID(J2) を求めて抵抗を求めます。 この方法は汎用的であり、マクロ モデルを含む他のモデルの抵抗の測定に使用できます。 したがって、A / V機能を備えた分圧器と電流電圧コンバータが必要になります。 次に、測定スキームを作成します (図 22)。 電流-電圧コンバータは、電流 H1 (INUT) によって制御される電圧源に基づいて作成され、測定入力によってゼロ電圧源と並列に接続され、ゼロ電圧源は電界効果トランジスタのドレイン回路に接続されます。 。 これは、電流を測定する際の PSpice の要件です。 ゲート電圧 (電圧源 V1) を変更し、ドレイン電圧 (電圧源 V3) の異なる値を設定することにより、KP312A 電界効果トランジスタ (分圧器出力 A / B) の対応するチャネル抵抗特性ファミリーが得られます。 。
モデリング用のタスクをコンパイルするとき (表 10)、除算器 (図 23) を別のマクロモデル .SUBCKT DIVIDE A B A/B として設計しましょう。ここで、A と B は除算器の入力です。 A/B はその出力です。 これにより、今後さまざまな実験でディバイダーを再利用できるようになります。
.TRAN 指令に従って過渡解析モードで抵抗を測定します。 この場合、ソース V1 の電圧は時間に比例して増加し、それに応じてトランジスタのドレイン電流も増加します。 指令 .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 に従ったドレイン電圧は、制御された抵抗の領域で指定されたリストに従って変化します (図 21 を参照)。 ドレイン電圧を分圧器の入力 A に印加し、ドレイン電流に比例する INUT 出力からの電圧を入力 B に印加します。分圧器の出力では、電界効果の抵抗に比例する電圧が得られます。トランジスタチャンネル。 この場合、ボルト単位の電圧はオーム単位の抵抗に対応し、キロボルト単位はキロオーム単位の抵抗に対応します。 シミュレーション タスクを実行することにより、必要な特性群を取得します (図 24)。
グラフから、ゲート電圧がカットオフ電圧 (このモデルでは -5 V) に近づくとチャネル抵抗が増加することがわかります。トランジスタがオフになるため、これは当然のことです。 0 ～ -1,5 V の範囲では、比較的直線的な抵抗変化の領域を区別できます。 ドレイン電圧はチャネル抵抗にも影響し、ドレイン電圧が増加するとチャネル抵抗も増加します。 これは、電界効果トランジスタの理論的および実際的な特性とよく一致しています [3、4]。 一部の参考書では、抵抗グラフの代わりに導電率依存性が示されています。 明らかに、分周器の入力 A と B を交換すると、導電率グラフが得られます。 フィールド・フィールド・トランジスタ・モデルのチャネル抵抗のドレイン電流依存性 前の実験を使用して、電界効果トランジスタ モデルのチャネル抵抗のドレイン電流への依存性をプロットします。 適切な測定スキームを作成してみましょう (図 25)。 ここでは、すべてが前のケースと同じです。ドレイン回路に線形に増加する電流 I1 のソースを含めるだけです。
抵抗測定は、.TRAN 指令に従って過渡解析モードで実行されます。 この場合、電流源Ｉ１の電流は時間に比例して増加し、電界効果トランジスタのドレイン電流も増加する。 当然、ドレイン電圧も変化します。 ドレイン電圧を分圧器の入力 A に印加し、ドレイン電流に比例する INUT 出力からの電圧を入力 B に印加します。分圧器の出力では、電界効果の抵抗に比例する電圧が得られます。トランジスタチャンネル。 ボルト単位の電圧はオーム単位の抵抗に対応し、キロボルト単位の抵抗はキロオーム単位の抵抗に対応します。 シミュレーション タスク (表 11) を実行すると、曲線 (図 26) が得られます。これは望ましい結果です。
グラフから、電界効果トランジスタのゲートの閉電圧が増加すると、当然のことながらチャネル抵抗が増加することがわかります。 同時に、ゲート電圧が 0 ～ -0,5 V の範囲では、実際にはドレイン電圧に依存しないため、このような条件下の FET チャネルは線形抵抗のように動作します。 フィールドトランジスタのノイズ特性 増幅デバイスを設計するときは、増幅後に良好な信号対雑音比を得る必要があるため、コンポーネントの雑音特性を考慮することが重要です。 能動素子がノイズの主な原因となることが知られています。 最もノイズの少ないアクティブデバイスを初段に設置すると、増幅デバイスのノイズが小さくなります。 電界効果トランジスタは、これらの目的によく使用されます。 電界効果トランジスタの固有ノイズは、条件に応じて熱ノイズ、過剰ノイズ、ショットノイズに分類できます。 熱ノイズは、電荷キャリアの無秩序な動きによって発生し、電流と電圧の変動を引き起こします。 FET の中程度の動作周波数では、このノイズ源が主なノイズ源になります。 過剰なノイズ (または 1/f ノイズ) は低周波数領域で支配的であり、その強度は周波数にほぼ反比例して増加します。 このノイズの発生源は、材料の電気的特性とその表面状態における任意の局所的な変化です。 技術の完成度と原材料の品質に大きく左右されますが、原理的に完全に無くすことはできません。 制御 p-n 接合を備えた最新の電界効果トランジスタの場合、過剰ノイズは 100 Hz 未満の周波数でのみ熱ノイズを超えますが、MOS トランジスタの場合、過剰ノイズはさらに激しく、1 ... 5 MHz 未満の周波数から顕著に現れ始めます。 ゲートリーク電流によりショットノイズが発生します。 電界効果トランジスタの場合、これは比較的小さいため、通常は考慮されませんが、高周波数ではゲート容量が重要な役割を果たし始めると、顕著になることがあります。 制御用 pn 接合を備えた電界効果トランジスタのモデル、つまり日本の J2N3824 と国産の KP312A のノイズ特性を比較する例を示します。 測定回路 (図 27) では、トランジスタは共通ソースに接続され、抵抗 1 kΩ の負荷で動作します。
.AC および .NOISE ディレクティブの機能を使用して、モデリング タスク (表 12) を作成します。これを利用して、出力ノイズ電圧 Su out (f)、V2 / Hz のスペクトル密度を計算します。
グラフ (図 28) から、トランジスタのノイズ特性が近いことがわかります。したがって、この観点から見ると、KP312A トランジスタは J2N3824 の完全な代替品です。
内部ノイズ レベルを計算する場合、出力変数の名前は次の標準形式になります。
プローブ プログラムでは、内部ノイズの電圧と電流のスペクトル密度の平方根が V(INOISE)、I(INOISE)、V(ONOISE) として表示されます。 両方の曲線を同じグラフにプロットするには、バッファーをコピーして各部分に対象のモデルの名前を置き換えるだけで、モデリング タスクに XNUMX つのタスクを順番に配置するのが最も簡単です。 BSITの出力電圧-電流特性 MOSFETはスイッチとして理想に近い特性を持っており、広く使用されています。 ただし、最新の電力変換デバイスでは、スイッチの要件が非常に厳しくなっています。 これらは高周波、大電流で動作し、経済的でなければなりません。 MOSFET の主な欠点は、許容ドレイン-ソース間電圧が比較的低いことです。 さらに、オープントランジスタの抵抗は、この電圧の二乗に比例して増加します。 高出力高電圧電界効果トランジスタの最良の例では、定格電流での飽和電圧がそれぞれ数ボルトに達し、より多くの電力が消費されます。 この点において、バイポーラトランジスタはフィールドトランジスタよりも大幅に優れています。 もちろん、これらのデバイスの特性を XNUMX つのパッケージに統合するというアイデアが生まれました。 その結果、IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor - 絶縁ゲート バイポーラ トランジスタ) と呼ばれる MOS 制御バイポーラ トランジスタが誕生しました。 国内の文献では、BSIT (バイポーラ静的誘導トランジスタ) と呼ばれています。 構造的には、LSIT はバイポーラ トランジスタであり、低電圧 MOSFET によって制御されます (図 29)。 その結果、電界効果トランジスタとバイポーラ トランジスタの利点を組み合わせたデバイスが誕生しました。 LSIT には入力電流がほとんどなく、20 ～ 50 kHz の周波数まで優れた動的特性を備えています。 それらの損失は、電界効果トランジスタのように電流の二乗ではなく、電流に比例して増加します。 LSIT コレクタの最大電圧は、技術的な故障によってのみ制限されます。
現在、BSIT は 2000 V 以上の定格電圧向けに製造されています。 定格電流では、飽和電圧は 2 ... 3 V を超えません。表に記載。 図 13 は、いくつかの一般的な BLIT トランジスタの電気特性を示しています。比較のために、最後の行は強力な BUZ384 電界効果トランジスタのパラメータを示しています。
バイポーラ静電誘導トランジスタ APT30GT60 と強力な電界効果トランジスタ BUZ384 のモデルの出力特性ファミリーを構築してみましょう。 図上。 図３０、３１は、測定スキームを表に示す。 図 30、31 には、モデリングのタスクのテキストが示されています。 トランジスタのゲート電圧は、CVC ファミリを形成するパラメータです。 14 ～ 15 V の範囲で 4,5 V ずつ変化し、コレクタ (およびドレイン) の電圧は 6 ～ 0,5 V の範囲になります。
その結果、APT30GT60 LSITモデル(図32)とBUZ384電界効果トランジスタモデル(図33)の出力特性が得られました。
グラフは、モデルが実際のデバイスの特性を実際に反映していることを示しており、両方のデバイスがスイッチング モードで動作する場合、電界効果トランジスタに対する LSIT の優位性を示しています。 したがって、電流 10 A では、APT30GT60 LSIT の飽和電圧は約 2,4 V、電界効果トランジスタ BUZ384 の飽和電圧は 5,6 V になります。 オープン状態では、値はそれぞれ約 2,3 倍異なります。 10 A の電流の場合、APT30GT60 トランジスタの消費電力は 2,3 分の XNUMX になります。 BSITのスイッチング特性 多くの場合、バイポーラ静電誘導トランジスタはスイッチング モードで動作するために使用されます。 誘導負荷でどのように動作するかを確認してみましょう (図 34)。
急峻なフロントと緩やかな減衰を持つ台形パルスを入力に適用します。 モデリングのタスクを表に示します。 結果を図16に示します。 35.
得られたグラフは、誘導負荷で動作するトランジスタは電圧マージンを持って選択する必要があることを再度確認します。 コンポーネントのマイクロ波モデルの作成 電子部品の PSpice モデルは、小信号と大信号に応じて、静的と動的、低周波数と高周波数に分類できます。 このような分類により、計算コストが異なる一連のモデルを階層的に編成することが可能になり、モデリング中にあるモデルから別のモデルに移行できるようになります。 明らかに、このシリーズで最も正確で多用途なのは、大信号のダイナミックな高周波モデルです。 大信号の動的モデルは非線形方程式で記述され、計算時間が長くなります。 PSpice では、このようなモデルは主に DC モードの計算と過渡現象の解析に使用されます。 小信号のモデルははるかに単純です。 それらは線形方程式で記述されます。 通常、これらは、デバイスの CVC が動作点付近で線形であると見なせる場合、信号の小さな増分が適用される場合の計算に使用されます。 PSpice では、このようなモデルは周波数領域での計算だけでなく、小信号での直流の感度と伝達関数の計算にも使用されます。 パッシブおよびアクティブコンポーネントの内蔵 PSpice モデル - ダイナミック大信号モデル。 あまり高い周波数ではない場合に有効です。 ただし、アマチュア無線家は長い間マイクロ波範囲を習得しているため、より高い周波数で「動作する」ディスクリートコンポーネントのモデル、つまり大信号の高周波動的モデルを作成する方法を学ぶことは非常に論理的です。 100 MHzを超える周波数での計算では、さまざまな寄生効果(リードのインダクタンス、リード間の容量など)を考慮する必要があります。 抵抗値が小さい個別の抵抗器の場合は、まずリード線のインダクタンスを考慮する必要があります。 最初の近似では、式 Lv \u2d 4h[In (0,75h / d) -1] で計算できます。ここで、h と d はそれぞれリードの長さと直径 (cm 単位)、Lv はリードのインダクタンス (単位) nH. 多くの場合、計算では、リード線の線形インダクタンスが 200 nH / mm にほぼ等しいと想定されます。 10 MHz を超える周波数では、リード線の誘導リアクタンスは 36 オームを超えます。これは、抵抗器の公称抵抗が小さい場合に重大になる可能性があります。 高抵抗の抵抗器の場合、パラメータは端子間容量 St によって大きく影響されます。ディスクリート抵抗器の完全な高周波モデルを図に示します。 XNUMX. ハイブリッド回路の皮膜抵抗器や集積回路の高周波拡散抵抗器では、寄生容量を考慮する必要があります。 拡散抵抗が pn 接合によって絶縁されている場合、これは絶縁接合の非線形静電容量になります。 この場合、高温では、転移の逆電流も考慮する必要がある場合があります。 最後に、場合によっては、遷移が開く可能性がある場合には、遷移の調整特性も考慮する必要があります。 厳密に言えば、高周波では、抵抗は分布 RC 線のように動作します。 ただし、長いラインの複数セクション モデルを使用することはお勧めできません。 非常に良好 - 集中した U 字型モデル (図 37、38)。 ここで C は絶縁体の総静電容量です。 それは 1 つのハーフキャパシタ コンデンサに分割されます。 ダイオード D2 と DXNUMX は同じです。 それらのそれぞれの面積は、絶縁pn接合の面積の半分に等しくなります。 P - 基板の出力。
ディスクリートコンデンサの高周波モデルでは、損失抵抗 r とリードインダクタンス Le を考慮する必要があります。コンデンサがタイミング回路で使用される場合には、漏れ抵抗 Ry も考慮する必要があります (図 39)。回路では、コンデンサは通常、逆バイアスされた p-n 接合によって実装されます。 それらをモデル化するときは、ダイオード モデルを使用する必要があります。 ディスクリートインダクタの高周波モデルでは、巻線のアクティブ抵抗 r と巻線間容量 C を考慮する必要があります (図 40)。
内蔵トランジスタモデルは、通常、最大 30 ～ 100 MHz の周波数まで有効です。 図上。 図４１は、バイポーラトランジスタの非線形高周波モデルの等価回路を示す。 ここで、C41～C1、R3～R1はトランジスタの端子間の等価容量と漏れ抵抗です。 これらの要素は、トランジスタがハウジング内で作成される場合にのみ含まれます。 LE3、LC0、LB0 - それぞれエミッタ、コレクタ、ベースの出力の等価インダクタンス。 これらは、ディスクリート抵抗の出力インダクタンスを計算するための上記の式を使用して計算されます。
数百メガヘルツの周波数では、大電流ではトランジスタのエミッタ抵抗がほぼ同じかそれ以下であるため、少なくともインダクタンス LE0 を常に考慮する必要があります。 ナノヘンリーユニットを構成する LE と LB は、エミッタとベースを外部リードに接続する内部導体のインダクタンスです。 CCE および CCB - それぞれエミッタおよびベースのコンタクト パッドとコレクタ コンタクトの間の内部静電容量。 このような高周波の影響を考慮した等価回路はマクロモデルとして設計され、従来のコンポーネントモデルの代わりに使用されます。 5 年の「ラジオ」第 8 号から第 2000 号の「シミュレーション プログラム用の Pspice モデル」という記事に精通している読者であれば、そのようなコンポーネントのマクロ モデルのテキストを自分で書くのは難しくないと思います。 テーブル内。 図１７は、一例として、約５ＧＨｚの周波数まで有効なＣＥＬのマイクロ波トランジスタＮＥ６８１３５のマクロモデルを示す。
文学
著者：O。ペトラコフ、モスクワ
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