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無線電子工学および電気工学の百科事典 シミュレーション プログラム用の PSPICE モデル。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / マイクロコントローラー コンピュータは急速に安価になり、計算速度も向上しています。 アマチュア無線家が、非常に高価な測定器を必要とする直接作業を実際の装置でシミュレートし、モニター画面上で観察できる優れたプログラムが登場しました。 これは、通常マルチメータしか持っておらず、場合によっては単純なオシロスコープしか持っていない初心者にとって特に重要です。 アマチュア無線家の間で最も人気のあるプログラムは、MicroCap 5、Electronic Workbench、PSpice です (PSpice は、Design Center、DesignLab、OrCad-9 パッケージに含まれています)。 これらは、ラジオ市場から提供されるレーザーディスクでいつでも見つけることができます。 これらのディスクに欠けているのは、そのようなプログラム用の国産および輸入の無線電子コンポーネントのモデルです。 そして、特にモデルが専門家によって準備され、検証された場合、これはかなりの財産になります。 歴史的に見て、PSpice プログラムが最初に登場したのは、70 年代初頭の MicroSim Corporation の開発でした。 それ以来、集中的に開発され、入力言語の単純さと使用されるアルゴリズムの信頼性により、このようなシステムの一種の標準となっています。 したがって、他のプログラムは PSpice 入力言語を使用します。 PSpice モデル コンポーネント、またはこのプログラムのコアが含まれています。 実際、それらの多くは、アマチュア無線家にとっての自然言語、つまり電気回路の言語でタスクを作成できる便利なシェルです。 PSpice プログラムの「ネイティブ」入力言語は ASCII コードのテキスト ファイルであるため、これは非常に便利です。これには多くの手作業が必要で、非常に手間がかかり、多くの場合エラーが伴います。 ただし、PSpice 入力言語が不可欠な領域があります。 これらのプログラムに適した高速コンポーネント モデルは、PSpice 言語で記述されています。 先進国では、集積回路メーカーは自社デバイスの PSpice モデルを開発して公開する必要があります。そうしないと、PSpice モデルは使用されません。 ロシアにはそのような伝統はまだありません。 したがって、PSpice モデルの既存のライブラリはアマチュア無線家を満足させるものではなく、独自のコンポーネント モデルを作成することがアマチュア無線の創造性の可能性のある方向性となる可能性があります。 これが非常に簡単であることを簡単な例で示しましょう。 すべてをさらに明確にするために、PSpice の用語を扱いましょう。
組み込みモデルまたは標準マクロ モデルに基づいてコンポーネントを作成するには、それらのパラメーターを定義する必要があることは明らかです。 このために、特定のコンポーネントのパスポートパラメータに従って、そのモデルを生成できる特別なプログラムがあります。 この作業は非常に日常的なものであり、コンポーネントに関する詳細な参照データが必要です。 放射性元素に関する出版された参考書には、原則として完全な情報はありません。 次に、独立した測定を実行するか、放射性元素のメーカーに相談する必要があります。 このプロセスについては、[1-3] で詳しく説明されています。 残念ながら、DEMO バージョンでは、このようなプログラムの動作には制限があり、作成できるのはダイオード モデルのみです。 しかし、抜け出す方法はあります。 ディストリビューションに付属するライブラリにはそのようなモデルが膨大にあり、それに新しい名前を割り当て、それに応じて編集することで、国内要素の類似物を見つけることは難しくありません。 任意のテキスト エディタを使用して、ライブラリを操作し、モデルを編集およびコピーできます。 さらに、BASIC などのプログラミング言語を話すアマチュア無線家にとって、パスポートのパラメーターに従って PSpice モデルのパラメーターを計算するための独自のプログラムを作成することは大きな問題ではありません。 パスポートの特性とモデルパラメータの関係は [1-3] にあります。 著者は、国内のディレクトリに適応したこのようなユーティリティを作成する予定です。 通常のプログラムではその作成が提供されていない PSpice マクロモデルのジェネレーター プログラムを作成するタスクを設定することは非常に合理的です。 アマチュア無線家にとってのもう XNUMX つの興味深いタスクは、コントロール サンプルから PSpice モデルまたはマクロモデルのパラメータを生成し、統計処理の可能性も備えたコンピュータに自動測定アタッチメントを作成することです。 アマチュア無線家は、PC に接続できる測定用アタッチメントを作成した経験があります。 抵抗、コンデンサ、インダクタ、ダイオード、トランジスタ、磁気回路、通信線、電圧および電流源、デジタル要素の基本セット、およびいくつかの理想化された要素には、モデルが組み込まれています。 しかし、どのコンポーネントにも既製のモデルがない場合はどうなるでしょうか。 次に、独自のマクロモデルを開発できる必要があります。 ここで、PSpice の可能性は本当に無限です。 マクロ モデルの最初の構成要素は組み込みモデルです。 ジャーナル記事の制限により、それらについてのみ説明します。 これは例で使用されます。 まず、PSpice 言語のプログラムの機能について少し説明します。
残りの行は、トポロジとコンポーネントの説明を参照しています。 コメントはサポート的な役割を果たします。 ディレクティブは、計算プロセスの過程、モデルおよびマクロモデルへのアクセス、シミュレーション結果の出力を制御します。 トポロジ記述行はデバイスの電気回路を正式に定義し、コンポーネント ピンの接続ノードとそのモデルを示します。 PSPICE モデルとグラフィックス 作成した Pspice モデルを、MicroCap 5 や DesignLab など、開発されたグラフィカル シェルを持つプログラムで使用するには、これらのパッケージのサービス機能を使用して、それを既存の PSpice ライブラリに組み込み、適切なグラフィックを作成する必要があります。シンボル、できれば GOST に従ってください。 新しいコンポーネントの今後の作業は、既存のコンポーネントと何ら変わりません。 組み込みモデルを使用したアナログ コンポーネントの作成 モデルが埋め込まれたアナログ コンポーネントのパラメータは XNUMX つの方法で示されます。XNUMX つは回路内のコンポーネントの位置を説明する文について直接示される方法です。 組み込みコンポーネント モデルを記述する .MODEL ディレクティブを使用します。 モデル記述の一般的な形式: .MODEL <コンポーネント名> 1AKO:<プロトタイプモデル名>] <モデルタイプ名> ([<モデルパラメータ>=<値> [<パラメータ値のランダムスプレッド指定>]1 [T_MEA-SURED=<値>] [[ T_AB8=<値>] または [T_REL_GLOBAC=<値>] または [T_REL_LOCL=<値>]]) ここで: <コンポーネント名> は特定のデバイスの名前です (例: RM)。 KD503。 KT315A; [ACO:<プロトタイプ モデル名>] - 既存のプロトタイプを使用したモデルの定義 (これにより、ライブラリのサイズが削減されます)。 説明では、異なるパラメータのみを示す必要があります。 <model type name> - 組み込み理想モデルの標準名 (表 1); [<モデル パラメーター>=<値> [<パラメーター値のランダム スプレッド仕様>]] - 括弧内はコンポーネント モデル パラメーター値のリストを示します。 このリストが欠落しているか不完全な場合、欠落しているモデル パラメーター値がデフォルトで割り当てられます。 各パラメータは公称値に対してランダムな値を取ることができますが、これは統計分析でのみ使用されます。
多くのモデルのパラメータは温度に依存します。 受動部品と半導体デバイスの温度を設定するには 27 つの方法があります。 まず、.MODEL ディレクティブは、これに含まれる T_MEASURED=<value> パラメーターが測定される温度を指定します。 この値は、.OPTIONS ディレクティブによって設定された TNOM 温度 (デフォルトは 27°C) をオーバーライドします。 0 番目に、.TEMP、.STEP TEMP、または .DC TEMP ディレクティブによって設定されたグローバル温度をオーバーライドして、各デバイスの物理温度を設定できます。 これは、次の XNUMX つのパラメータのいずれかを使用して実行できます。 T ABS - 絶対温度 (デフォルトは XNUMX°C)。 T_REL_GLOBAL - 絶対温度とグローバル温度の差 (デフォルト - XNUMX)、つまり、T_ABS = グローバル温度 + T_REL_GLOBAL、T_REL_LOCL - 相対温度。研究対象のデバイスの絶対温度は、プロトタイプの絶対温度にパラメータの値を加えたものと等しくなります。 T_REL_LOCL すべてのモデルパラメータは SI 単位で示されます。 レコードを短縮するために、特別なプレフィックスが使用されます (表 2)。 指定をわかりやすくするために、3、ZkOhm、100pF、10uF、144MEG、WmV などのアルファベット文字を追加することができます。
回路にコンポーネントを含めることを記述する形式: <最初の文字 + 続き > ノードのリスト> [<モデル名>] <オプション> コンポーネントの説明は、文字「.」(ドット) で始まらない任意の文字列です。 コンポーネントの名前は、コンポーネントのタイプを定義する標準の最初の文字 (表 3) と、130 文字以内の任意の継続文字で構成されます。
図内のコンポーネント接続ノードの数は、コンポーネントごとに定められた特定の順序でリストされています。 モデル名 - 最初の文字でタイプが定義されるコンポーネントのモデル名。 次に、コンポーネント モデルのパラメータを指定できます。 抵抗器 回路に抵抗を含めることの説明の形式： R<名前> <ノード(+)> <ノード(-)> [<モデル名>] <抵抗値> モデル説明フォーム: .MODEL<モデル名>RES（<モデルパラメーター>） 抵抗器モデルのパラメータのリストを表に示します。 四。
例: RL30 56 1.3K; 1,3 kΩ RL 抵抗はノード 30 と 56 に接続されています。 R2 12 25 2.4K TC=0.005、-0.0003; 2 kΩ の抵抗 R2.4 はノード 12 と 25 に接続され、温度係数 TC1 = 0.005 °C-1、TC2 = -0.0003 °C-2 を持ちます。 R3 3 13RM 12K .MODEL RM.RES (R = 1.2 DEV = 10% TC1 = 0.015 TC2 = -0.003): ノード 3 と 12 の間に接続された 3 kΩ 抵抗 R13。°С-1 ТС0,015 = 1 °С-2; R は、シミュレーションで使用される抵抗値と指定された公称値の間の比例係数です。 コンデンサとインダクタのモデルは似ています。 コンデンサ 回路にコンデンサを含めることの説明の形式： C<名前> <ノード(+)> <ノード(-)> (<モデル名>) 容量値> モデル説明フォーム: .MODEL <モデル名> CAP (<モデル パラメータ>) コンデンサ モデルのパラメータのリストを表に示します。 5.
例: C1 1 4 10i; ノード 1 とノード 10 の間に容量 1 uF のコンデンサ C4 が接続されています。 C24 30 56 100pp. ノード 24 と 100 の間に容量 30 pF のコンデンサ C56 が接続されています。 インダクタ 回路にコイルを含めることの説明の形式： L <ノード(+)> <ノード(-)> (<モデル名>] インダクタンス値> モデル説明フォーム: .MODEL <モデル名> IND (<モデルパラメータ>) インダクタ モデルのパラメータのリストを表に示します。 6.
例: L2 30 56 100u; 2 μH のインダクタンスを持つコイル L100 がノード 30 と 56 の間に接続されます。 ダイオード 回路にダイオードを含めることの説明の形式： D<名前> <ノード(+)> <ノード(-)> [<モデル名>] モデル説明フォーム: .MODEL <モジュール名> D [<モデルパラメータ>) ダイオード モデルのパラメータのリストを表に示します。 7。
家庭用ダイオードのモデルの例: .MODEL KD503A D (IS=7.92E-13 + RS=2.3 CJO=1.45p M=0.27 + TT=2.19E-9 VJ=0.71 BV=30 + IBV=1E-11 EG= 1.11 FC=0.5 XTI=3 + N=1.JJ) .MODEL KD522A D (IS=2.27E-13 + RS=1.17 CJO=2.42p M=0.25 + TT=2.38n VJ=0.68 BV=50 IBV=1E-11 + EG= 1.11 FC=0.5 XTI=3 N= 1) .MODEL KD220A D (IS=1.12E-11 + N=1.25 RS=7.1E-2 CJO=164.5p + TT=1.23E-9 M=0.33 VJ=0.65 BV=400 + IBV=1E-11 EG=1.11 FC=0.5XTI=3) .MODEL KD212A D (IS=1.26E-10 + N=1.16 RS=0.11 CJO= 140.7p M=0.26 + TT-J.27E-8 VJ=0.73 BV=200 + IBV= 1E-10 EG-1.JJ FC=0.5 XT1=3) .モデル KS133A D (fS=89E-15 + N=1.16 RS=25 CJO=72p TT=57n + M=0.47 VJ=0.8 FC=0.5 BV=3.3 IBV=5u + EG=1.11 XTI=3).モデル D814A D (IS=.392E- J2 + N=1.19 RS=1.25 CJO=41.15p + TT=49.11n M-0.41 VJ=0.73 FC=0.5 + BV=8 IBV=0.5u EG=1.11 XTI=3) .MODEL D814G D (IS=.1067E-12 + N=1.12 RS=3.4 CJO=28.08p + TT=68.87n M=0.43 VJ=0.75 FC=0.5 + BV^11 IBV= 1 および EG= 1.11 XTI=3 ） バイポーラトランジスタ 回路にバイポーラトランジスタを含めることの説明の形式： 0<name> <collector node> <base node> <emitter node> [<model name>) モデル説明フォーム: .MODEL <モデル名> NPN [<モデルパラメータ>); npn構造バイポーラトランジスタ .MODEL <モデル名> PNP [<モデルパラメータ>'; PNP構造バイポーラトランジスタ バイポーラ トランジスタ モデルのパラメータのリストを表に示します。 8。
コントロール PN ジャンクションを備えたフィールド トランジスタ 電界効果トランジスタ8の図を含めることの説明の形式： o"<name> <drain node> <gate node> <source node> (<model name>] モデル説明フォーム: .MODEL <モデル名> NJF [<モデル パラメータ>]、n チャネル FET .MODEL <モデル名> PJF [<モデルパラメータ>]; pチャネル電界効果トランジスタ 電界効果トランジスタ モデルのパラメータのリストを表に示します。 9.
トランジスタ モデルの例: .model IDEAL NPN; 理想的なトランジスタ。 .model KT3102A NPN (ls=5.258f Xti=3 + Eg=1.11 Vaf=86 Bf=185 Ne=7.428 + lse=28.21n lkf=.4922 Xtb=1.5 Var=25 + Br=2.713 Nc=2 lsc=21.2 p lkr=.25 Rb=52 + Rc=1.65 Cjc=9.92lp Vjc=.65 Mjc=.33 + Fc=.5 Cje=11.3p Vje=.69 Mje=33 + Tr=57.7ln Tf=611.5p ltf =.52 Vtf=80 + Xtf=2) .model KT3102B NPN (ls=3.628f Xti=3 h Eg= 1.11 Vaf=72 Bf=303.3 Ne=l3.47 + lse=43.35n lkf=96.35m Xtb=1.5 Var=30 + Br=2.201 Nc=2 lsc =5.5p lkr=.1 Rb=37 + Rc=1.12 Cjc=11.02p Vjc=.65 Mjc=.33 + Fc"-.5 Cje=13.31p Vje=.69 Mje=.33 + Tr=41.67n Tf =493.4p W=.12 Vtf-50 + Xrf=2) .model KT3107A PNP (ls=5.2f Xti=3 + Eg= 1.11 Vaf=86 Bf= 140 Ne=7.4 lse=28n + lkf=.49 Xtb= 1.5 Var=25 Br=2.7 Nc=2 + lsc=21 p lkr=.25 Rb=50 Rc= 1.65 Cjc= 10p + Vjc=.65 Mjc=.33 Fc-.5 Cje=11.3p Vje=.7 + Mje=.33 Ti=58n Tf=62p ltf=52 Vtf= 80 + xtf=2) .model KT312A NPN (ls=21f Xti=3 + Eg=1.11 Vaf=126.2 Bf-06.76 Ne=1.328 + lse=189f Ikf=.l64 Nk=.5 Xtb=1.5 Br=1 + Nc" 1.385 lsc=66.74p lkr=1.812 + Rc=0.897 Rb=300 Cjc=8p Mjc=.29 + Vjc=.692 Fc=.5 Cje=2653p Mje=.333 + Vje=.75 Tr= 10n Tf-1.743n Itf = 1) .model 2T630A NPN (ls=17.03f Xti=3 + Eg=1.11 Vaf=l23 Bf=472.7 Ne= 1.368 + Ise=l63.3f lkf=.4095 Xtb=1.5 var=75 + Br=4.804 Nc=2 lsc= 1.35p 1kr=.21 + Rb=14.2 Rc=0.65 Cjc=2L24p Vjc=.69 + Mjc=.33 Fc=.5 Cje=34.4p Vje=.69 + Mje=.33 Tr=50.12p Tf=1.795n ltf=.65 + Vtf=60 Xtf=1.1) 独立した電圧と電流源 ソース記述フォーム: \/<名前> <ノード{+)> <ノード(-)> [^C]<値> [AC<振幅>[位相)] [<信号>(<パラメータ>)] 1<名前> <ノード(+)> <ノード(-)> [(0C]<符号> [AC<振幅> [位相]] [<信号>(<パラメータ>)] 電流の正の方向は、ノード (+) からソースを通ってノード (-) に向かう方向とみなされます。 直流および DC 過渡現象の計算 (デフォルト - O)、AC 周波数解析 (デフォルトでは振幅 - 0、デフォルトでは位相は度で示されます - 0) のソースの値を指定できます。 過渡現象の場合、<signal>> は次の値を取ることができます: EXP - 指数ソース信号、PULSE - パルスソース、PWL - 多項式ソース、SFFM - 周波数変調ソース、SIN - 正弦波ソース信号。 例：V2 3 0 DC 12; ノード12と3の間に接続された電圧源0V。 VSIN 2 O SIN(0 0.2V 1MEG); 周波数 0.2 MHz、定数成分 1 V の 0 V 正弦波電圧源。 11 (4 11) DC 2mA; ノード 2 と 4 の間に接続された 11 mA 電流源。 ISIN 2 0 SIN(0 0.2m 1000); 周波数 0.2 Hz、定数成分 1000 mA の正弦波電流 0 mA のソース。 従属電圧と電流源 依存ソースはマクロモデルの構築に広く使用されています。 これらを使用すると、簡単な手段で電圧と電流の関係をシミュレートできます。 さらに、PSpice の助けを借りて、ある機能ブロックから別の機能ブロックへの情報の転送を組織化することが非常に簡単になります。PSpice には、依存ソースのモデルが組み込まれています。 E - 電圧によって制御される電圧源（INUN）; F - 電流によって制御される電流源 (ITUT); G - 電圧制御電流源 (ITUN); H - 電流制御電圧源 (INUT)。 依存ソースの記述形式: 先頭文字<名前> <ノード(+)> <ノード(-)> <伝達関数> 名前の最初の文字はソースの種類と一致する必要があります。 電流の正の方向は、ノード (+) からソースを通ってノード (-) に向かう方向とみなされます。 次に、伝達関数が示されます。これはさまざまな方法で説明できます。 ベキ多項式: POLY (<式>): 式: 値=(<式>): テーブル: テーブル (<式>): ラプラス変換: LAPLACE (<式>): 頻度表: FREQ (<式>); チェビシェフ多項式: CHEBYSHEV (<式>)。 例: E1 (12 1) (9 10) 100: ノード 9 と 10 の間の電圧制御電圧。ゲイン 12 でノード 1 と 100 の間に接続されます。 EV 23 56 VALUE={3VSQRT(V(3.2)+ +4*SIN(I(V1)}): ノード 23 と 56 の間に接続されたソース。関数はノード 3 と 2 の間の電圧およびソース電流 VI に依存します。 EN 23 45 POLY(2) (3.0) (4,6) 0.0 13.6 0.2 0.005: ノード 23 と 45 の間に接続された非線形電圧源。ノード 3 と 0 V{3.0) およびノード 4 と 6 V( 4.6)。 依存関係は、多項式 EN=0 + 13.6V3,0 + 0.2V1,6 + 0.005V3,02 で表されます。 EP 2 0 TABLE (V(8))=(0.0) (1.3.3) (2.6.8): ノード 2 の電圧に応じて、ノード 0 と 8 の間に接続されたソース。コモンに対して測定。 さらに、等号の後に、テーブルの行が値のペア (入力、出力) とともにリストされます。 中間値は線形に補間されます。 EL 8 0 ラプラス {V( 10)}={exp(-0.0rS)/ (1+0.rS)}; ラプラスによる伝達関数の割り当て。 G1 (12 1) (9 10) 0.1; 伝達係数 9.10 の電圧制御 V(0.1) 電流源。 ここで、PSpice プログラムでの変数の指定の例を示すことが適切です。 V (9) - ノード 9 の電圧。共通ワイヤに対して測定されます。 V(9.10) - ノード 9 と 10 の間の電圧。 V(R12) - 抵抗 R12v での電圧降下 VB(Q1) - トランジスタ Q1 のベース電圧。 VBE(Q1) - トランジスタ Q1 のベース-エミッタ間電圧 l(D1) - ダイオード D1 の電流。 1С(02) - トランジスタ Q2 のコレクタ電流。 コンポーネント モデルの学習 コンポーネント モデルは、シミュレーション プログラムを使用して調査できます。 グラフィカル シェルを使用すると、既存および作成された要素の静的および動的特性をテストするための仮想ラボを非常に簡単に作成できます。 これにより、実際のコンポーネントの基準パラメータに対するそれらの特性の一致度を確立したり、外部コンポーネントのモデルの中から類似のものを選択したり、未知のモデルを詳細に研究したりすることが可能になります。 ただし、示されている例では、PSpice 自体の機能が使用されています。 PSpice言語の.OSディレクティブ（DCモードの多変量計算）を使用して、エミッタ接地回路に従って接続されたnpnバイポーラトランジスタの出力特性ファミリを構築してみましょう（図1）。
出力特性は、トランジスタのコレクタ電流のコレクタ電圧への依存性です。 ベース電流のさまざまな値に対して、一連の出力特性が得られます。 計算は、KT315A トランジスタ (図 2) とデフォルトのパラメータを持つ理想的なトランジスタ (図 3) に対して実行されました。
テキスト形式でモデリングするタスクは非常に簡単に見えます (表 10)。
理想トランジスタの CVC を計算するには、プログラムで行の先頭にあるアスタリスク (* Q1 120 IDEAL) を削除し、それを行 (Q1 1 2 0 KT315A) に追加する必要があります。 シミュレーション プログラムは通常キリル文字をサポートしていないため、プログラムのテキストにコメントを英語、または少なくともラテン文字で書くことをお勧めします。 記事では、わかりやすくするためにコメントがロシア語で記載されています。 D814A ツェナー ダイオードの CVC も同様に構成されており、電圧と電流の依存性が異なります (図 4、5、表 11)。
次に、ディレクティブ .DC および .TEMP (温度変化) の機能を使用して、共通ソース回路に従って接続された KP303D 電界効果トランジスタの伝達特性ファミリーを構築しましょう (図 6、表 12)。
電界効果トランジスタの伝達特性は、ゲートとソース間の電圧に対するドレイン電流の依存性です。 モデルではトランジスタパラメータの温度依存性が考慮されているため、異なる温度に対して一連の特性を構築することが可能です(図7)。
モデルの動的特性を評価する例として、コレクタ電流の 315 つの値で KT8A トランジスタの周波数特性のファミリーを構築します。 測定スキームを図に示します。 XNUMX.
これを行うには、ディレクティブ .AC (周波数応答の計算) および .STEP (多変量解析) の機能を使用し、モデリング用のタスク (表 13) を構成し、IB(Q1) および LC(Q1) を計算します。
シミュレーションを実行した後、得られた結果 (図 9) をハンドブック [4] のパラメーターと比較します。
これを行うには、次のように進めます。 シミュレーション プログラムのグラフィカル ポストプロセッサを使用すると、グラフ上で数学的演算を実行できます。 これにより、コレクタ電流 IC(Q1) とベース電流 IB(Q1) の比をプロットすることができます。 その結果、さまざまなコレクタ電流におけるトランジスタの電流伝達係数モジュールの周波数応答が得られます。 カーソル測定モードを使用して、周波数 100 MHz での電流伝達係数のモジュールを決定します。 すべてのオプションについて、数値がグラフに示されています。 それらを参考書と比較すると、拡散を考慮したKT315Aトランジスタの提案されたモデルが現実に近いことがわかります。 (参考書によると、Ik = 21 mA、Uk = 2,5 V で lh1eI = 10)。 トランジスタの周波数特性のコレクタ電流への依存性も、理論および参考書籍に記載されているデータと一致しています。 このセクションの結論として、組み込みモデルは、膨大な数のパラメーターが考慮されているにもかかわらず、すぐに妥協してしまうと言わなければなりません。 シミュレートされた半導体デバイスは、大きな電流を容易に流し、大きな電圧に耐えます。 ここで検討した例では、電圧と電流の変化の限界を拡張するだけで十分であり (図 1、b を参照)、内蔵トランジスタ モデルが p-n 接合の破壊現象を考慮していないことが明らかになります。 抵抗、コンデンサ、インダクタ、トランジスタのモデルでは、寄生容量、インダクタンス、抵抗も考慮されていません。これは、高周波でのデバイスの動作をシミュレーションする場合に非常に重要です。 他の内蔵モデルについてもほぼ同じことが言えます。 それらはすべて範囲が限られており、原則として何も考慮されません。 したがって、結論は次のとおりです。これらの欠点のない、より高度なモデルが必要です。 極端な場合、たとえばトランジスタの故障を回避するには、トランジスタの接合部と並列に慣性のないモデルを使用してダイオードをオンにし、BV パラメータを適切に選択する必要があります。 寄生効果は、内蔵モデルをコンデンサ、コイル、抵抗器で「ラップ」することで考慮できます。 組み込みモデルは、モデリング オプションを検討できるようにする一種の構成要素です。 それが彼らにぴったりです。 以下で説明する方法を使用すると、基本コンポーネントの効率的で完璧なモデルを作成できます。 マクロモデルの作成と適用 プログラミング言語を勉強したことがあるなら、おそらくサブルーチンが何であるかを知っているでしょう。 これは特別に設計されたプログラムであり、メイン プログラム モジュールによって繰り返し呼び出されます。 実際には、これはマクロ モデルを意味します。 マクロモデル記述形式: .SUBCKT <マクロモデル名> <リスト + 外部ノード> + [PARAMS:<<パラメータ名> = + <値>>] + [TEXT:<<テキストパラメータ名> + =<テキスト>>] <マクロ モデル スキーマを記述する文字列> .ENDS .SUBCKT ディレクティブはマクロ モデル ヘッダーです。 これは、マクロモデルの始まり、その名前、および外部スキーマに接続するためのノードを定義します。 マクロモデル スキーマ記述行 - マクロモデルのトポロジと構成を記述する、任意の順序の演算子のリスト。 .ENDS ディレクティブは、マクロモデル本体の終了を定義します。 PARAMS キーワードは、主回路の記述からマクロモデルの記述に渡されるパラメータのリストを定義します。 TEXT キーワードは、メイン チェーンの記述からマクロ モデルの記述に渡されるテキスト変数を定義します。 スキーム内のマクロ モデル包含記述の形式: X<名前> <接続ノード> [<名前 + マクロモデル>] + [PARAMS:<<パラメータ名> = + <値>) + (TEXT:<<テキスト + パラメータ名>=<テキスト>] このステートメントは、.SUBCKT ステートメントで記述されたマクロモデルがスキーマ内の指定されたノードに接続されていることを決定します。 ノードの数と順序は、対応する .SUBCKT ディレクティブ内のノードの数と順序と一致する必要があります。 PARAMS および TEXT キーワードを使用すると、マクロ モデルの説明で引数として定義されたパラメータの値を設定し、マクロ モデル内でこれらの式を使用できます。 単純なマクロ モデルの作成例 与えられた例は、額の問題の解決策を示しています。 アマチュア無線家は、信号の増幅や生成などのアナログ機能を実行するためにデジタル ロジックを使用することがよくあります。 このようなデバイスを詳細にモデリングするには、論理要素の正確なマクロモデルを構築することが合理的です。 K2LAZマイクロ回路の論理要素155I-NOTを考えてみましょう。 マクロ モデルを作成するときは、次の作業を行う必要があります。
その結果、テキスト ファイルが得られます (表 14)。
マクロモデルを作成するこのアプローチでは、次のことが必要です。
特に積分コンポーネントの場合、参照パラメータには常に問題があることに注意してください。 マイクロ回路の正確な説明に関しては、まったく公開されることはほとんどありません。ほとんどの場合、最も単純なものが見つかりますが、それでもエラーが含まれます。 残念ながら、最近まで、このことが心配されることはほとんどありませんでした。 ただし、一見すると奇妙なことに、マクロモデルを作成する際の上記のアプローチでは、適切に機能するモデルを構築する保証がまだ提供されていません。 単純化された高速マクロ モデルを作成するには? この額の問題を解決することが、優れたマクロモデルを作成するための真の方法であるとは限りません。 この「方法」で構築されたモデルは、多くの計算リソースを必要とし、速度が遅くなります。つまり、回路の計算が非常に遅くなります。 最新のマイクロ回路がチップ上にいくつのトランジスタを搭載できるかを思い出してみましょう。 したがって、個々のマイクロ回路サブシステムを同等のノードに置き換えることによって、簡略化されたマクロモデルを構築できることが非常に重要です。 同時に、特に集積度の高い超小型回路をモデル化する場合、モデルの品質も向上する可能性があります。 K521CAZ コンパレーターの単純化された独自の PSpice マクロモデルを作成してみましょう。 ここでも、極端なケースが存在する可能性があります。 たとえば、依存ソースを使用してコンパレータ関数を実装できます。 この場合、モデルはシンプルで比較的高速であることがわかりますが、実際のデバイスの物理現象は反映されません。 したがって、モデルの精度と速度の間で妥協点を見つける必要があります。 K521SAZ コンパレータとは何かを考えてみましょう。 11つのアナログ信号を比較する機能を実装します。 入力における信号間の差が正の場合、コンパレータの出力はハイになり、負の場合はローになります。 信号の比較は、入力の差動アンプによって実行されます。 出力段はオープンコレクタおよびエミッタトランジスタで実装されています。 この情報は、このマイクロ回路の最も単純だが非常に機能するモデルを合成するのにすでに十分です (図 XNUMX)。
コンパレータの入出力特性を完全にシミュレートするために、入力と出力にトランジスタが取り付けられています。 ただし、差動アンプは大幅に簡素化されています。 差動ペアのエミッタは理想的な電流源を使用しており、実際にはいくつかのトランジスタで実装されています。 出力段へのインターフェースは、電圧制御電流源によって行われます。 実際の超小型回路では、いくつかのトランジスタも使用されます。 したがって、この妥協モデルを構築するとき、マルチトランジスタ ノードは、デバイスの外部特性を維持しながら、簡略化され理想化されたノードに置き換えられます。 PSpice には、実際のデバイスのあらゆるプロパティを、より複雑な場合でも実用的な目的に十分な精度で表現するための完璧なツール セットが用意されています。 回路のすべての要素に位置指定を割り当て、ノードに番号を付けて、PSpice 入力言語でコンパレータ マクロモデルを記述しましょう (表 15)。
次に、結果のマクロモデルがコンパレータの機能をどのように実行するかを確認してみましょう。 これを行うには、テスト回路を描きます (図 12)。
次に、モデリング用のタスクを作成し (表 16)、このモデルの伝達特性を計算します (図 13)。
コンパレータの伝達特性は、入力電圧の差に対する出力電圧の依存性です。 計算された特性から次のことがわかります。 モデルが単純であるにもかかわらず、コンパレータは非常に効率的であることがわかりました。 この例では、初めてコンポーネントのマクロモデルを使用し、回路内のライン X1 (0 1 2 0 4 3) K521CAZ との接続を記述しました。 マクロ モデル内の要素名はローカルであり、外部チェーン内のコンポーネントに名前を付ける場合は無視できることに注意してください。 K521SAZ コンパレータで作成された電子アセンブリをシミュレーションしてみましょう。 たとえば、高精度振幅検出器 (図 14、表 17)。
シミュレーション結果を図に示します。 15と16。
ライブラリ ファイル C:\USERLlB\kompar.lib からコンパレータ マクロモデルを呼び出します。 モデルが格納されるライブラリを指定するには、.LIB ディレクティブが使用されます。これはモデリング タスクに記述する必要があります。 そうすれば、テキストにマクロモデルの説明を含める必要はなくなります。 演算子形式: .LIB [<ライブラリ ファイル名^]。 一般に、他のマクロモデルをマクロモデルに含めることができることに留意してください。 したがって、制御ディレクティブを破棄し、SUBCKT と .ENDS の間にピーク検出器の記述を配置すると、ネストされたマクロモデルを含む新しいマクロモデルが得られます。 このように、最初に必要な典型的なノードを準備し、それらを別のライブラリ ファイルに保存すると、最も複雑なモデルを非常にコンパクトに構成できます。 技術分布と部品の特性に対する温度の影響を考慮したモデルの作成 すべての要素のパラメータには広がりがあります。 さらに、温度にも依存します。 これらの問題がなければ、アマチュア無線家の生活は退屈なものになってしまうでしょう。正しい計画に基づいて、実用的な部品から動作しない設計を作成することは不可能だからです。 自然は私たちにそのような機会を与えてくれました。 シミュレーション プログラムを使用すると、パフォーマンスが温度とコンポーネント パラメータの広がりに依存するデバイスを特定できます。 これにはモンテカルロ法による統計解析と多変量解析が行われます。 ただし、適切なコンポーネント モデルが必要です。 温度の広がりと影響を考慮するための組み込み PSpice モデルには、「パラメータ値のランダムな広がりの指定」、「線形温度係数」、「二次温度係数」があります。 「指数温度係数」。 さらに、T_MEASURED パラメータを使用して、個々のコンポーネントの温度を制御できます。 T ABS。 T_REL_GLOBAL。 T_REL_LOCL、これは役立つ場合があります。 多変量解析では、温度だけでなく、外部環境の物理的影響やコンポーネント パラメーターの時間の経過による劣化によって変化する可能性のあるほぼすべてのモデル パラメーターも変数になる可能性があります。 明らかに、マクロモデルがそのようなモデルに基づいて構築されている場合、ランダムな広がりと温度依存性も持つことになります。 実際、マクロモデルを構築する場合、このような単純なアプローチはまったく適していません。 上で述べたように、マクロモデルを構築するときは、基本的に単純化と仮定が使用されます。 その結果、マクロモデルのスキームが元のスキームと一致することはほとんどありません。 さらに、アマチュア無線家にとって、超小型回路に統合された要素間の実際の熱接続を追跡することはまったく不可能です。 したがって、マクロモデルは安定したコンポーネントから構築され、その後、広がりと温度依存性を持つ要素がターゲットを絞った方法で導入されます。 しかし、彼らはこうやってやっているのです。 シミュレートされたデバイスの最も重要な統計的および熱的特性を表示します。 このアプローチは、他の物理的な影響の影響を考慮するのに適していますが、それだけではありません。 それで。 電離放射線はコンポーネントのほぼすべてのパラメータに影響を与えるため、異なる線量に対応するライブラリのコピーを複数用意しておくと便利です。 次に、.LIB ディレクティブを使用して、受け取った線量に従ってコンポーネント ライブラリ全体が置き換えられます。 結果は XNUMX つのグラフに結合できます。 パラメータと温度依存性の広がりを持つモデルを作成および使用する例として、困難な気候条件で動作する無線電話で使用されるフィルター (図 17、表 18) をシミュレートします。 温度範囲は -40 ～ +80 ℃です。すべてのコンポーネントのモデルでは、主要パラメータの技術的広がりと温度不安定性のパラメータが設定されています。
ディレクティブ .AC、.TEMP、および .MS を使用して、温度が変化したときのフィルターの周波数応答とその変動、および要素のパラメーターのばらつきを計算します。 フィルターの特性が温度に大きく依存することがすぐにわかります (図 18)。そのような電話機はうまく機能しません。 結論は明白です - 動作可能なデバイスを得るには、このフィルタに対してより安定した正確な要素を選択する必要があります。
プロフェッショナルモデルビルディングの例 以下は、入力にバイポーラ (K140UD7、図 19、表 19) および電界効果トランジスタ (K140UD8、図 20、表 20) を備えた PSpice の標準オペアンプのマクロモデルです。
入力トランジスタを除くすべてのトランジスタが除外されていることに注意してください。 これはマクロモデルのパフォーマンスに好影響を与えます。 ただし、実際のデバイスで発生する多くの影響が非常に正確に考慮されています。 依存ソースと独立ソースの大量使用に注意してください。 これは、複雑なマイクロ回路の優れたマクロモデルを適切に構築するための主要なツールです。 入力差動段は、混合電流の存在と、入力差動電圧に対する出力電圧のスルーレートの依存性をモデル化します。 Cee コンデンサ (Css) を使用すると、非反転接続でのオペアンプの出力パルスの非対称性を表示できます。 コンデンサ C1 とトランジスタ接合の静電容量は、オペアンプの周波数応答の双極性の性質を模倣します。 制御された電流源 ga、gcm および抵抗 r2、r®2 は、差動およびコモンモード電圧増幅をシミュレートします。 ユーザーの選択で接続されたコンデンサ C2 を使用すると、オペアンプの内部または外部補正をシミュレートすることができます。 オペアンプの出力段の非線形性は、要素 din によってモデル化されます。 浸漬。 ro1 (最大出力電流を制限) および dc、de、vc、ve (出力電圧振幅を制限)。 抵抗 rp は、マイクロ回路による直流消費をシミュレートします。 ダイオード dp 保護。 ただし、経験上、パフォーマンスが低下する代償として、Langid モデルは必ずしも必要ではないことがわかっています。 アイデアを「実行」するだけの必要があるときに、結果を待つのに時間を無駄にしないために、自分用の単純化されたマクロモデルのライブラリを開発することは理にかなっています。 さらに、標準モデルまたはプロフェッショナルモデルよりも完璧なモデルを作成することが常に可能であることを忘れてはなりません。 私たちの特定のケースでは、オペアンプの特定のマクロモデルは実際のデバイスのすべての特性をモデル化しているわけではなく、改善することができます。 これは、温度、統計、ノイズ特性、そして特に入力抵抗に当てはまります。 トランジスタ モデルでは静電容量が指定されていないため、アンプの入力静電容量はゼロです。 もう XNUMX つの欠点は、入力信号が大きく閉じたときのブレークダウン (保護ダイオードの開放またはエミッタ接合の可逆的ブレークダウン) の説明が欠如していることですが、リストは続きます。 これまで述べてきたことすべてに基づいて、アナログ コンポーネントのマクロモデルの構築に対する一般的な形式的なアプローチを定式化します。 マクロモデルの最も単純な構造は、直列に接続された XNUMX つのブロックで構成されるものとして表すことができます。最初のブロックは入力特性を記述し、XNUMX 番目のブロックは伝達特性 (線形および非線形歪み) を記述し、XNUMX 番目のブロックは出力特性を記述します。 ブロックからブロックへの情報の転送は、依存する電流または電圧源を使用して実行されます。 ブロックの数とそのタイプ。 関数の分散、タスクによって必要な場合、並列パスの数は異なる場合があります。 このようなブロックの典型的なモデルのセットを作成したら、マクロモデルの作成を文字通りオンストリームに置くことができます。 したがって、優れたモデルを作成するには、広範な参考資料、直感、半導体および電子デバイスの物理学、電気工学、無線工学、超小型回路工学、回路、数学、およびプログラミングに関する知識が必要です。 この任務は、たゆまぬ創造的エネルギーを持つアマチュア無線家にのみ与えられます。 文学
著者: O.ペトラコフ、モスクワ
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