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無線電子工学および電気工学の百科事典 低調波信号発生器。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
録音再生機器の品質を特徴づける AF 信号の非線形歪みは、通常、高調波係数によって推定されます。高品質のデバイスでは、高調波係数はおよそ 0,1% のしきい値を超えてはなりません。 このレベルのひずみを測定するには、高調波係数が数倍低い信号発生器が必要となるため、提案装置の開発では、信号の非線形ひずみを低減することに主な注意が払われました。 主な技術的特徴：
デバイスの生成周波数範囲は 20 つのサブ範囲に分割されており、それぞれの周波数は XNUMX つの可変抵抗器によって変更されます。 出力電圧はXNUMXdBステップでスムーズかつ個別に調整できます。 ジェネレータの機能図を図に示します。 1. その基本は広帯域アンプ A1 で、その正帰還回路 (POS) はバンドパス フィルター R1C1R2C2 (Win のブリッジ) によって形成され、負帰還 (NFB) は出力を安定させるためのノードと素子によって形成されます。電圧振幅 R3、R4、U1、A2 ～ A7。
バンドパス RC フィルターは並列発振回路に似ており、準共振周波数 fp=1/2piRC (R1=R2=R および C1=C2=C で) では、最高の 1/3 に等しい最大伝達係数を提供します。品質係数と最良の選択特性。 発振周波数は、抵抗器 R1 と R2 の抵抗値、またはコンデンサ C1 と C2 の静電容量を一定に変化させることによって調整できます。 発電機の自励のためには、OOS 回路によって設定される増幅器 A1 の伝達係数が 0,01 に等しくなければならないことは明らかです。 このように低いゲインでは、深いフィードバックを使用して、広い周波数範囲とアンプ自体の非常に低い (0,05% 未満) レベルの歪みを簡単に実現できます。 発電機の高調波係数を低くするには、出力電圧の振幅を一定レベルに安定させる必要があります。 これを行うために、アンプは非線形 OOS 回路で覆われており、多くの場合、制御された減衰器としてサーミスターまたは電界効果トランジスタが組み込まれています。 ただし、最初のケースでは、中周波でのジェネレーターの高調波係数を0,1%未満、XNUMX番目のケースではXNUMX%未満にすることを簡単な方法で達成するのは困難です。そのため、高周波での歪みを低減するために特別な注意が払われました。制御されたアッテネータ。 アンプ A1 に供給される FOS 電圧は、1 つの成分の合計として表すことができます。定数、その振幅は常に出力電圧の 3/1 に等しく、変数、その包絡線の性質は次のように決定されます。 FOS 回路の特性、振幅は不安定要因に依存します。要素の温度と時間のドリフト パラメーター、周波数範囲でのフィルター ゲインの変化などです (3 番目の成分の振幅は、FOS 回路の振幅よりも数桁小さいです)。最初）。 このため、4 チャネル OOS 回路を使用して、線形要素 (分周器 R7R1 と加算器 A2) のみを含むチャネルと可変スルー チャネルを介してアンプ A6 の反転入力に定数成分を適用することで、非線形歪みを低減するというアイデアが生まれました。振幅安定化チャネル (U7、AXNUMX ～ AXNUMX) は補正信号を生成し、加算器 AXNUMX で一定成分が加算されます。 1 番目のチャネルは次のように動作します。 増幅器A1の出力信号は整流器U2によって整流され、そこから得られた電圧は積分器A4で出力発振のレベルを設定する例示的な電圧と比較されます。 積分された差動電圧は減衰器 A5 を直接駆動し、減衰器 A3 は反転フォロワ AXNUMX を介して駆動します。 発電機の定常 (定常) 動作モードでは、分周器 R3R4 とフィルターの伝達係数が 1/3、積分器 A2 と積分器 A3 の入力電圧および出力電圧の差が 4/5 に等しくなります。フォロワー A6 はゼロに近いです。 したがって、減衰器Ａ４およびＡ５の出力における信号の振幅は同じであり、差動増幅器Ａ６の出力電圧もゼロに近い。 非定常モードでは、アンプ A1 の出力信号の振幅の変化により、基準に対して整流された電圧が一方向または別の方向に偏差が生じ、その結果、積分器 A2 とフォロワ A3 の出力電圧が変化します。 これらの制御信号の作用下で、減衰器 A4 と A5 の伝達係数は反対方向に変化し、正弦波電圧が増幅器 A6 の出力に現れ、発電機を定常モードに導きます。 定常値と比較して出力振動の振幅が増加すると、出力と同位相の信号がアンプ A6 の出力に現れ、減少すると位相がずれます。 小信号で動作する制御された減衰器の使用と非線形歪み積の部分補償により、発電機の高調波レベルを大幅に低減することが可能になりました。
デバイスの概略図。 そのメインアンプには、増幅信号用に並列接続された 1 つの差動入力段 (VT2、VT5 および VT6、VTXNUMX) が含まれています。 このため、アンプは AC 電圧の両方の半波に対して対称となり、偶数高調波、特にほとんどの高品質 RC 発振器における信号スペクトルの XNUMX 番目に大きい成分のレベルを大幅に低減します。 このアンプのもう 39 つの特徴は、差動段トランジスタのベースに接続された抵抗 R32.2、R40、および R21 を流れる電流が小さいことです。 これはベース電流の差に等しいため、同様の電流伝達係数 h32e を持つトランジスタを選択することで、大幅に低減できます。 その結果、デュアル可変抵抗器 R32.1 のセクションの一貫性に対する要件を軽減し、その最初のセクション (R1) をトランジスタ VT5、VT100 のベースに (絶縁なしで) 直接接続できることがわかりました。コンデンサ）。 アンプ固有のノイズを低減するために、差動段の静止電流は比較的小さくなるように選択されます (約 XNUMX μA)。 トランジスタ VT1 と VT5 のコレクタからの信号は、トランジスタ VT7、VT9 および VT8、VT10 で作られた対称電圧増幅器に供給されます。 非線形性を低減するために、ローカル OOS (抵抗 R13 および R15) によってカバーされ、透過係数が 8...12 に低減されます。 抵抗 R19、R20 は、複合トランジスタ VT12VT14 および VT13VT15 の出力段に電圧源モードに近い状態を作り出し、これによりアンプの直線性も向上します。 この段の静止電流はトリミング抵抗 R16 によって設定されます。 深いフィードバックと広い帯域幅で安定した動作を実現するために、アンプは差動段の負荷抵抗 (R1 および R1) と並列に接続された回路 R11C2 および R2C10 を使用して周波数補正を行います。 これらの回路によって設定される、開ループフィードバックを備えたアンプの周波数応答のカットオフ周波数は、20 ～ 25 kHz の範囲になります。 補正前のアンプと補正回路の周波数特性を組み合わせた結果、オクターブあたり 6 dB の急峻な特性のセクションがさらに広がりました。 電圧アンプのカットオフ周波数は数メガヘルツの範囲にあります。 さらに、アンプ全体の安定余裕を高めるために、OOS 回路には昇圧リンク C19R69 が含まれています。 アンプの出力信号は、VT16 トランジスタのリピータを通過し、VD6 ダイオードによって整流され、オペアンプ DA1 で作られた積分器に供給されます。 例示的な電圧はトリマ抵抗器Ｒ３５から供給される。 オペアンプの出力から、これらの信号の差を積分した結果に等しい電圧がトランジスタ VT35 のゲートに作用し、オペアンプ DA17.1 の反転フォロワを介してトランジスタ VT2 のゲートに作用します。トランジスタVT17.2。 これらのトランジスタは、抵抗 R52 ～ R55 とともに、制御された減衰器を形成します。 トランジスタの特性の非直線性は、抵抗 R49、R50 と R56、R57 で構成される OOS 回路によって軽減されます。 最良の結果を得るには、電界効果トランジスタのゲートの定電圧がカットオフ電圧の 20 ～ 50% 以内である必要があり、CNF 回路の抵抗器の抵抗値が 2 ～ 33% 以内であることが実験的に確立されています。チャネルの抵抗よりもはるかに大きいはずです。 これは、説明した減衰器では考慮されており、定常モードで減衰器を制御する最適な電圧比を設定するために、オペアンプ DAXNUMX の反転入力の電圧をトリマ抵抗 RXNUMX で調整できます。 アッテネータの出力信号の差は、オペアンプ DA4 の差動アンプによって増幅され、抵抗 R66 ～ R68、R70 ～ R72、R40 で作られた CFO 電圧加算器を介してメイン アンプの反転入力に作用します。 。 OOS 回路の 1/3 に近い透過係数は、各サブバンドの抵抗 R68、R70 ～ R72 を個別にトリミングすることによって設定されます。 周波数制御、サブレンジの切り替え、および不安定要因により出力電圧が変化し、これには以前のレベルに戻すプロセスが伴います。 例えば、出力信号が増加すると、整流器（ＶＤ６）の出力における電圧が増加し、その結果、トランジスタＶＴ１７．１のゲートおよびトランジスタＶＴ１７のゲートにおける制御電圧が減少する。 6 増えます。 このため、減衰器のゲインは逆方向に変化し、オペアンプ DA17.1 におけるアンプの同相出力信号の振幅が増加する一方、メインアンプのゲインは減少します。 その結果、ジェネレータの出力信号の振幅とオペアンプ DA17.2 の反転入力における整流された電圧は、以前の定常値に戻ります。 発電機の出力電圧は、オペアンプ DA4 の AC 電圧計で測定されます。 微小電流計 RA1 は、OOS 回路の整流ブリッジ VD7 ～ VD10 の対角線に含まれており、OS をカバーしています。 発電機の出力電圧は、可変抵抗器 R26 と、抵抗分圧器 R27 ～ R30 およびスイッチ SA2 で構成される段階的減衰器によって設定されます。 発電機は双極安定化電源によって電力を供給されます。 消費電流は 100 mA 未満です。 詳細とデザイン。 このデバイスは主に、公称値からの許容抵抗偏差が ±5 および ±10% の MLT 抵抗を使用します。 抵抗 R31、R39、および R27 ～ R30 は、±0,5 ... 1% の精度で選択されます。 トリマー抵抗 - SP3-44、SP3-27、または SP3-16。 周波数調整には二重線可変抵抗器 PTP が使用されましたが、これは抵抗値が 2 ～ 50 kOhm の他のタイプの抵抗器の使用を除外するものではありません (コンデンサ C8 ～ C15 の静電容量も対応して変化します)。 発電機の確立を容易にし、記事の冒頭で示した高調波係数を得るには、抵抗器 R32 のセクションの不平衡が 2..3% を超えてはなりません。 コンデンサ C1、C2、C4、C5、C7、C19 - KM4 または KM5; C3、C6 - K50-6; C16-C18 - K50-3; C8-C15 - K73、K76、MBM。 サブバンドの周波数設定誤差を減らすには、サブバンドの静電容量を 1 ～ 2% 以下の精度で選択する必要があります。 図に示されている静電容量値は、8 つのコンデンサを並列接続することによって得られます (たとえば、C12、C3,3 は容量 0,68 μF と XNUMX μF のコンデンサで構成されます)。 ダイオード KD521A は、KD522A、KD522B、KD509A、KD510A、ツェナー ダイオード KS162A - KS156A に置き換えることができます。 トランジスタ VT21、VT1、VT2、VT5 の静電流伝達係数 h6e は 20% を超えて異なってはならず、トランジスタ VT7 ～ VT10 は 30% を超えてはなりません。 トランジスタ VT1 ～ VT6 の場合、これらの係数は 150 ～ 250 の範囲内、VT7 ～ VT10 - 100 ～ 200 の範囲内、VT12 ～ VT15 - 80 ～ 200 の範囲内である必要があります。 図に示されているトランジスタの代わりに、KPS315V ～ KPS1E を組み立てる代わりに、KT3 (VT10 ～ VT12、VT14 ～ VT361、VT4) および KT7 (VT9 ～ VT13、VT15、VT104、VT104) シリーズのトランジスタを使用することも可能です。カットオフ電圧のトランジスタKP303V - KP303Eも同様で、その差は30％以内です。 OU K140UD7 は、K140UD8A、K140UD8B、K140UD6 に置き換えることができます。 このデバイスには、合計偏向電流が 261 μA、ループ抵抗が約 100 オームの M800M 微小電流計が装備されています。 スイッチSA1、SA2 - PG3、ソケットXS1 - СР50-73。 発電機の要素のほとんどは、厚さ 2 mm のグラスファイバー製のプリント基板上に配置されています。 抵抗器Ｒ２５はレベルレギュレータＲ２６の端子にはんだ付けされ、分割抵抗器Ｒ２７〜Ｒ３０はスイッチＳＡ１の端子にはんだ付けされる。 コンデンサ C25 ～ C26、C27 および抵抗 R30、R1、R8 ～ R15、R19 は、デュアル可変抵抗器 R31 の隣に取り付けられた追加のプリント基板に取り付けられます (基板のプリント回路導体の寸法とパターンは、基板の寸法とパターンに依存するため)。コンデンサの寸法は示されていません）。 抵抗器 R39 とコンデンサ C67 は、RA72 微小電流計の端子に取り付けられています。
デバイスの調整は、安定化電源の出力の電圧を測定することから始まります。電圧は ± 14,5 ... 16 V 以内である必要があります。その後、抵抗 R66 の端子の 2 つが一時的にはんだ付けされ、DC 動作モードになります。アンプのチェックを行っています。 抵抗 R10、R2,3 の電圧降下は 2,7 ～ 12 V、抵抗 R14、R1,7 - 2,1 ～ 13 V、R15、R1,1 - 1,5 ～ 16 V の範囲内である必要があります。トリミング抵抗R1,5 は出力段の静止電流を 2,5 ～ 10 mA に設定します。 アンプの出力の DC 電圧は ±5 mV 以下である必要があります。 必要に応じて、これは、抵抗 R6 または R15 を追加の高抵抗抵抗 (150 ... XNUMX kOhm) で分路することによって実現されます。 次に、アンプの寄生自励がないことを確認します。 その場合は、補正コンデンサ C1、C2 の容量を大きくし、昇圧回路 R69C19 の素子を選択してください。 その後、オペアンプ DA1、DA2、DA4 のバランスをとり、抵抗 R66 の出力をはんだ付けし、抵抗 R32、R33、R35、R37 のスライダーを中間の位置に設定し、SA1 スイッチを に設定します。 「x10」位置 (100 ... 1000 Hz)。 トリマー抵抗器 R70 および R35 はこのサブレンジでの生成を実現し、抵抗器 R35 は最大出力電圧を 5 V に設定します。 次に、オシロスコープの同期入力をジェネレータの出力に接続し、オペアンプ DA4 の出力の波形をチェックします。 トリマー抵抗器 R70 と R33 は、この信号の振幅を可能な限り小さくし、トランジスタ VT17 のゲートでの制御電圧に近づけます (これらは高抵抗入力の電圧計で測定されます)。この電圧は -0,4 ...の範囲内である必要があります。 -1,6 V。残りのサブレンジにおけるオペアンプ DA4 の出力での安定した生成と歪みのない信号の最小振幅は、抵抗 R68、R71、R72 をトリミングすることによって達成されます。 周波数における信号振幅の安定性が不十分な場合、抵抗器 R44 の抵抗値が増加します。 振幅を安定させるために発生する低周波（0,1 ～ 1 Hz）の発振は、コンデンサ C16 に直列に数キロオームの抵抗を接続することで除去されます。 デジタル周波数メーターを使用して、スケールを目盛り化し、サブレンジを切り替えるときの周波数変化の多重度を確認します。 オペアンプ DA3 に電圧計を設けるには、抵抗 R59 を選択して必要な感度を設定する必要があります。 周波数帯域 10 ～ 105 Hz における電圧計の伝達係数の不均一性は 1% を超えてはなりません。 著者: N. シヤノフ
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