ADCKR572PV5のアプリケーション。スキーム、説明

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ADC KR572PV5のアプリケーション。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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過去 10 年間にわたり、アナログ - デジタルコンバータ KR572PV5 をベースにしたいくつかのデジタル測定器の説明がアマチュア無線の文献に掲載されてきました。この記事では、この ADC がどのように動作するか、そのデバイスとそこで行われるプロセスについて紹介します。読者は間違いなく、コンバータをオンにするための非標準オプションとそのアプリケーションのいくつかの機能に関する情報に興味を持つでしょう。

ADC KR572PV5 の目的は、アナログ信号電圧をデジタル形式に変換し、その後デジタルインジケーターで信号レベルを表示することです。この装置は、XNUMX 桁の液晶デジタルインジケーターと連動するように設計されています。

KR572PV5 チップは、CMOS テクノロジを使用して製造されています。

コンバーター (図 1) はアナログ部分とデジタル部分で構成されます。アナログスイッチには、電子スイッチ S1 ～ S11、リピータモードで動作するバッファオペアンプ DA1、オペアンプ DA2 上の積分器、およびコンパレータ DA3 が含まれています。デジタル部分には、ジェネレータ G1、ロジックデバイス DD1、パルスカウンタ DD2、出力デコーダ付きメモリレジスタ DD3 が含まれます。

ADCKR572PV5のアプリケーション

コンバーターは二重積分の原理を使用します。これにより、最初に、放電された積分コンデンサー Sint が測定電圧に比例する電流で一定時間充電され、次に一定の電流でゼロまで放電されます。コンデンサが放電する時間は、測定電圧に比例します。この時間はパルスカウンターで測定されます。その出力から、シグナルがインジケーターに送信されます。

測定された電圧 Uin は、コンバータの入力 (ピン 30 と 31) およびピンに供給されます。図３６および３５−例示的なＵｏｂｒ測定サイクル（図２）は、信号積分、すなわち、積分コンデンサ（ＣＩＣ）の充電、積分コンデンサの放電（ＲＩＣ）、および自動ゼロ補正（ＡＣＣ）の３つの段階で構成される。各ステージは、MOS 構造のトランジスタ上のスイッチ S36 ～ S35 によって実行されるコンバータ要素の特定のスイッチングに対応します。図の図では、図１において、スイッチの刻印は、「接点」が閉じている段階を示している。ステージの継続時間はカウンタ DD2 によって正確に設定され、クロック周波数 fT の周期に比例します。

ADCKR572PV5のアプリケーション

クロック周波数の 4000 周期続く ZIK の段階中、入力信号はスイッチ S1、S2 およびバッファ増幅器 DA1 を介して積分器 DA2 の入力に供給されます。これにより、印加された入力電圧に比例し、符号的に対応する電荷が Sint コンデンサに蓄積されます。 DA2 積分器の出力の電圧は、入力信号に比例して一定の速度で変化します。

ZIK ステージの開始までに、コンデンサ Sint および Sakn の電荷とオペアンプ DA1 ～ DA3 のゼロバイアス電圧がゼロに等しいと仮定します (Sakn は自動ゼロ補正ユニットの蓄積コンデンサです)。 DA2 積分器の入力電流が小さいため、コンデンサ Sakn の両端の電圧変化はなく、実際には積分プロセスに影響を与えません。コンデンサ Sobr は、基準電圧源から Uobr に充電された前のサイクルから残ります。 DA3 コンパレータの感度は、信号が 2 カウントより大幅に小さい場合でも、入力信号の極性を正確に判断できるほどの感度を持っています。

コンバータが RIC ステージで動作している場合、積分器 DA2 への入力信号は受信されません。スイッチS7、S8またはS6、S9は、基準電圧に充電されたコンデンサSobrをその入力に接続し、コンデンサSintが放電するような極性（これがスイッチのXNUMXつまたは別のペアを選択する理由です）で接続します。

ADCKR572PV5のアプリケーション

放電はコンデンサ Sint が完全に放電されるまで、つまりオペアンプ DA2 の出力の電圧がゼロになるまで続きます。この時点で、Sint コンデンサと並列に接続された DA3 コンパレータがトリガーされ、RIC ステージが完了します。コンデンサ Sobr と Sakn の電荷は実質的に変化しません。コンデンサ Sint の放電時間は、クロックパルスの周期数として表され、カウンタ DD2 に記録された測定結果です。カウンタの状態をDD3レジスタに書き換え、XNUMX要素コードにデコードして表示器に信号を送ります。

電圧 Uin の符号が図の符号と逆の場合。図１において、指標ＨＧ１の要素ｄ１はマイナス符号を示す。過負荷になると、最上位桁の数字 1 とマイナス記号 (負電圧の場合) のみがディスプレイに残ります。

ステージＡＫＮは、論理デバイスＤＤ１がスイッチＳ３、Ｓ４、およびＳ１１を「接点を閉じる」とき、カウンタＤＤ２の終了から始まる。結果として得られる追跡システムは、演算増幅器ＤＡ１～ＤＡ３の「ゼロ」オフセットを補償する電圧までコンデンサＳｉｎｔおよびＳａｋｎを充電する。 ZIK と RIK の次の 2 つの段階では変更されません。その結果、「ゼロ」シフトにより誤差が入力に減少し、その温度ドリフトは 1 μV を超えません。

すべてのコンバータノードの動作は、内蔵クロックジェネレータによって制御されます。パルスの繰り返し率は外部要素 Rr と Cr によって決まります。 50 Hz の倍数の周波数値による主電源干渉を抑制するには、積分中に、クロックジェネレータ Tt の 4000 周期に等しい主電源電圧周期の整数 Nc (周期の継続時間) が適合するようにクロック周波数を選択する必要があります。主電源周期は 20 ミリ秒です)。

したがって、4000TT = 20 Nc ms (Nc = 1、2、3 など) したがって、fT = 1/Тт = 200/Nc kHz、つまり 200、100、67、50、40 kHz。より小さい値は通常使用されません。クロックジェネレータの周波数設定回路の定格は、Cr = 0,45 / ft・Rg の式で計算されます。端子３９と４０の間の周波数安定性を高めるために、水晶共振器を含めることができる（この場合、要素ＲｒおよびＣｒは必要ない）。コンバータが外部ジェネレータから動作している場合、クロックパルスがピンに適用されます。 39; ピン。 40 と 40 は空きのままです。

デバイスの入力電圧制限は基準電圧 Uobr に依存し、関係 UBX max = ±1.999 Uobr によって決まります。インジケーターの現在の読み取り値は 1000 UBX / Urev に等しい数値として表される必要がありますが、実際には 0,1 ... 0,2% 低くなります。クロック周波数 50 kHz での測定周期は 320 ms です。言い換えれば、デバイスは 3 秒あたり XNUMX 回の測定を行います。

コンバータのスイッチをオンにするための典型的な回路、液晶インジケータとの接続、およびインジケータの小数点を制御するために必要な 3 つの排他的論理和要素を図に示します。 7. このコンバータは、10 ～ 1 V の範囲で安定した電圧を供給するユニポーラ電源用に設計されています。電源のプラス線はピンに接続されています。 26、およびマイナス - ピンへ。 9. 電源電圧 1 V ± 25%、周囲温度 5 ± 1,8 °C で、最大消費電流は 100 mA を超えず、変換誤差は最下位 XNUMX 桁以下です。入力抵抗は漏れ電流のみで決まり、XNUMXMΩを大幅に超えます。

コンバータには 2,9 つの内蔵電源が装備されており、0,5 つは電圧 5 ± 1 V、32 つ目は約 1 V です。37 つ目のプラスはピンに接続されています。 XNUMX、マイナス - ピン付き。 XNUMX (この出力はコンバータのアナログ部分の共通線とみなされます)。 XNUMX 番目のソースの同じピンにプラスがあります。 XNUMX、およびピンのマイナス -。 XNUMX.

最初の (7,5 ボルト) 電源は、抵抗分圧器を使用して基準電圧を生成するために使用されます。マイクロ回路の電源電圧が10 ... 0,05 Vの範囲で変動したときのこの電源の出力電圧の変化は0,01%を超えません。電圧温度係数は正であり、15%/℃を超えません。トランスデューサのこれらのパラメータは、実験室条件 (気温の変動が 25 ～ XNUMX °C 以内) で作業する場合に、そのベースに基づいて構築されたマルチメータの非常に高い精度を提供し、より広い温度範囲での多くの測定に非常に許容されます。。

同時に、ソースの出力インピーダンスは非常に大きく、負荷電流が1 mAの場合、出力電圧は約5%低下し、3 mAの場合は12%低下します。したがって、示された電圧の安定性は一定の負荷でのみ実現されます。負荷がピンに接続されている場合。 26 および 32 に示すように、負荷電流は 10µA を超えることはできません。このソースの特性により、コンバータのバイポーラ電源を構成できます [1]。電源の 32 つのアームの共通ワイヤをピンに接続する必要があります。 26、マイナスショルダーのワイヤーをピンに接続します。 1、プラス - ピンへ。 2; 供給電圧制限 - 3,5x (5 ... XNUMX) V。

1 番目の (37 ボルト) 電源は、液晶ディスプレイの制御回路に電力を供給するように設計されています。このソースの正の出力は vyv です。 10、マイナス - ピン。 1. 電源の電圧安定性は、0,8 ボルトのものよりも約 XNUMX 倍悪くなります。負荷容量も低く、負荷電流が XNUMX mA の場合、出力電圧は XNUMX V 低下するため、LCD を制御するマイクロ回路への電力供給にほぼ独占的に使用できます。

コンバータは出力 F で、クロック周波数 (fT = 800 kHz で 62,5 Hz) の 50 倍低い周波数を持つ「蛇行」タイプの一連の方形パルスを生成します。インジケータ数字の要素に接続された出力では、電圧は同じ振幅、形状、周波数を持ちますが、目に見えない要素では出力 F の電圧と同位相であり、目に見える要素では位相が異なります。これらのパルスのローレベルは -5 V (ピン 37) に対応し、ハイレベルはゼロ (ピン 1) に対応します。

クロック発生器を調整するには、出力 F のパルス周波数が電源周波数と等しい場合に便利です。それらが観察される画面上のオシロスコープは、主電源から同期され、クロックジェネレーターは、画像が実質的に動かなくなる周波数（40 kHz付近）に調整されます。

1つの小数点を制御するには、追加の3つの排他的論理和ゲート（図XNUMXのDDXNUMX）が必要です。示されていないコンマに対して「蛇行」フェーズを繰り返し、表示されるはずのコンマに対してそれを反転します。

特定のカンマを示すには、対応するカンマ制御入力をピンに接続するだけで十分です。 1 - 電源の共通点 (残りの入力は解放されたままになります)。 DD1 チップの組み込みを使用する場合、これは選択された入力にハイレベルが適用されることを意味します。すでに述べたように、KR572PV5 チップ上の ADC は入力 Uin と Uobr の電圧値の比率を測定します。したがって、その適用には 2 つの主なオプションがあります。従来のオプション - 電圧 Uobr は変更されず、Vin は + 0Uobr (または 2...1Uobr) の範囲内で変化します [5-2]。この場合のコンデンサ Sint と積分器 DA1 (図 4) の出力における電圧の変化を図に示します。 XNUMXa.

ADCKR572PV5のアプリケーション

6 番目の変形では、電圧 Uin は一定のままで、Uobr が変化します。このバリアントは [4] で使用され、図に示されています。 3,b 測定値の変化に応じて Uin と Uar の両方が変化する場合、混合バリアントも可能です ([7] の図 2)。コンバータの一部である OU の入力と出力の電圧は、線形動作モードの制限を超えてはなりません。通常、+4 V の制限が示されます。これは、内蔵基準電圧源を使用する場合のアナログ共通線に対する電圧の変化を意味します。米。図４は、オペアンプＤＡ２の出力における最高電圧が、コンバータの入力Ｕｉｎにおける最大電圧によって決定されることを示している。ピンに対する積分器の出力の電圧の符号。 2 はピンの電圧の符号と反対です。 30 であり、Uint 値は次の式で計算できます: 31)Uint = 1Uin/(Cint・Rint・fT)。 (4000)。この式の電圧はボルト、静電容量はマイクロファラッド、抵抗はキロオーム、クロック周波数はキロヘルツで表されます。

Sint コンデンサの放電を通常モードで確実に行うには、Sint コンデンサの電圧がピン間の電圧よりも低くなければならないことがすぐにわかります。したがって、マイクロ回路のユニポーラ電源では1 Vを超えてはならず、32 .... 0,2 V（電源電圧に応じて）-双極性のもの。最大の測定精度を確保するには、広範囲にわたって変化する Sint コンデンサの電圧の極値の 0,3 つが可能な最大値に近づくことが望ましいです。これにより、積分器 Sint および Rint の要素の正しい選択が決定されます。 Sint ∙ Rint = 2Uin/(Uint ∙ft)、(3)。ここで、次元は (4) と同じです。推奨抵抗値Rint = 4000...2 kOhm、最大電圧Uinの場合は上限に近いRintを、最小値の場合は下限に近いRintを選択する必要があります。 Sint コンデンサの静電容量は通常 1 ～ 40 μF です。

測定精度を向上させるには、測定電圧源と基準電圧源の出力の XNUMX つをアナログ共通線に接続することをお勧めします。しかし、どの入力端子もグランドに接続されていない場合、コンバータの入力をそれぞれのソースに差動接続することが実際的に重要です。この場合、入力のコモンモード電圧* は XNUMX から Upit までの任意の値を取ることができます。

理想的な電子デバイスの出力信号は、入力のコモンモード電圧に依存しません。このようなデバイスは、コモンモード干渉電圧を完全に抑制すると言われています。実際のデバイスでは、コモンモード電圧の抑制は完全ではなく、これがあらゆる種類のエラーにつながります。

パスポートによると、KR572PV5 コンバータの入力におけるコモンモード電圧抑制は 100 dB ですが、その許容限界は示されておらず、ADC は指定された精度を維持します。したがって、入力 Uin と Uobr のコモンモード電圧の制限は実験的に決定されました。電圧 Uobr は 100 mV、Uin - 195 mV、クロック周波数 - 50 kHz、Synth - 0,22 μF、Rint - 47 kOhm に等しく選択されます。このようなパラメータの組み合わせの場合、式 (2) で計算される、ZIK ステージの終わりまでの積分器 DA1 の出力とコンデンサ Sint の電圧 Uint は 1,55 V です。

実験の内容は、XNUMX つの安定化電源を使用して入力の XNUMX つのコモンモード電圧を変化させ、電圧測定誤差を表示板の表示から推定するというものでした。もう一方の入力のコモンモード電圧と Uin および Uobr の値は、抵抗分圧器によって固定されたままです。次に、もう一方の入口も同様に調べました。

実験中に、Uobr < 2 V で指定された極性を維持する限り、入力コモンモード電圧 Uobr を電源電圧の全範囲で変更できることがわかりました (図 3)。各入力端子の電圧がこの間隔を超えてはなりません。

入力 Uin では、状況はより複雑になります。ここで考慮すべき XNUMX つのケースがあります。

入力信号が図に対応する極性を持っている場合。 1と3、ピンの電圧。 31 はピン 1 よりも小さく (負)、0,6 V 以上にする必要があります。これは、フォロワとしてのオペアンプ DA1 の線形動作の範囲によって決まります。 ZIK ステージの最後に、DA2 積分器の出力 (ピン 27) の電圧は、ピンよりも Uint 少なくなります。 30. 端子の電圧レベルの比率は、図 5 の図に示されています。 XNUMXa - 右下部分の太い線。

ADCKR572PV5のアプリケーション

コモンモード入力電圧 Uin が間隔 Upit の下限に近づくと、オペアンプ DA2 の動作の非線形性が影響し始めます。 CMOS トランジスタをベースとしたオペアンプの場合、オペアンプの線形動作範囲は完全な電源電圧、つまりピンの電圧に近くなります。 30 はピンより大きいままにする必要があります。図 26 の Uint 値に小さなマージン (約 0,2 V) を加えた値 (図の左下の 5 番目の太い線) に相当します。 XNUMX、a.

入力信号の極性が逆の場合、積分器の出力の電圧はピンの電圧よりも Uint だけ高くなります。 30（図5、b）なので、ピンの許容電圧を決定するのはそれです。ピンの電圧の上限に近い 30。 1. マージンも0,2 V未満であってはいけないことが実験的に決定されているため、Uint \u1,55d \u1d 30 Vの場合、Uvyv.1,75 - Uvyv.XNUMXの差はXNUMX Vを超える必要があります。

コモンモード入力電圧Uinがピンの電圧に近づくと。 26 再び OS DA1 の線形動作の許容範囲が主な役割を果たし始めます。最小許容差 Uvyv.31 - Uvyv.26 - 約 1 V (図 5,6)。

したがって、太線は、一方の極性 Uin と他方の極性 Uin の両方について、電圧座標軸上の合計 Uint + Uin の極端な位置を示します。

得られた結果から、信号電圧を測定するには、そのコモンモード成分がピンの電圧にできるだけ近いということになります。 1、信号源は図に示す極性で接続する必要があります。 1 と 3. コモンモードコンポーネントがピンの電圧に近い場合。 26、接続の極性を逆にする必要があります。測定電圧の極性が可変の場合、許容コモンモード電圧の可能な限り広い限界を得るために、キャパシタンスを増やすことにより、積分器の出力での電圧 Uint を、たとえば 0,5 V に下げることができます。式（２）に従ってコンデンサＳｉｎｔの抵抗値または抵抗器Ｒｉｎｔの抵抗値を計算する。

ADC の動作中に入力 Uin の電圧の極性が変わらない場合、コンデンサのコレクトを拒否できますが、例示的な電圧をピンに印加する必要があります。 32 とこのコンデンサを接続するためのピンの 33 つ。例示的な電圧は、ピンにプラスとして印加することができる。 32、そしてマイナス - ピンに。ただし、その場合は入力電圧の極性を反転する必要があります。インジケーターはマイナス記号を「強調表示」します (もちろん、インジケーターのこの要素が接続されている場合)。

電圧接続 Uin の極性を変更することが望ましくない場合は、電圧 Uobr を出力に加えて印加することができます。 32、マイナス - ピンまで。 34. ディスプレイにはマイナス記号は表示されませんが、内蔵の XNUMX ボルト電源は例示的な電圧の形成には適していません。

特にコモンモード電圧の高い値での測定精度に対する実装寄生容量の影響を軽減するには、プリント基板上にリング導体を設け、Sint 素子の設置場所を覆うことをお勧めします。リントとサクン。この導体はピンに接続されています。チップ27枚。両面プリント基板を使用する場合、リング導体の反対側の裏側に、同じピンに接続されたフォイルシールドパッドを残しておく必要があります。 27.

図のチェーン R7C6 3 は、出力 + Uin が測定装置ケースの外側の要素に接続され、出力 -Uin - が共通のワイヤに接続される場合に、出力 + Uin を静電気から保護するために役立ちます。他の ADC 入力を外部回路に接続できる場合、それらも同様の回路によって保護されます (たとえば、Uin 入力のマルチメータ [3] で行われているように)。入力 Uobr の保護抵抗の抵抗値を 51 kΩ に下げる必要があります。そうしないと、機器の読み取り値の整定時間が長すぎます。

コンデンサSobrとSaqnの静電容量について。さまざまな文献では次の値が推奨されています。最大入力電圧 200 mV の場合、Collect = 1 μF、Sacn = 0,47 μF。 Uin \u2d 0,1V - 0,047および35 uFについても同様です。動作中に電圧 Uobr (ピン 36 と 2,6,7 に供給される) が変化しない場合、ADC の精度を向上させるために、静電容量 Collect を指定された値に対して数倍増やすことができます。また、変化する可能性がある場合は (たとえば、、[XNUMX、XNUMX、XNUMX]))、静電容量を著しく増加させることは、読み取り値を設定する時間が増加するため、望ましくありません。

コンデンサSaknの静電容量は、コンバータの入力に過負荷をかけた後の読み取り値の整定時間に大きく影響します。したがって、上記のすべてのデバイス（過負荷が実質的に不可能な温度計[4、5]を除く）では、上記の推奨静電容量値を順守することが望ましいです。

Sint 積分器のコンデンサには、K71-5、K72-9、K73-16、K73-17 など、吸収の低い誘電体を使用する必要があります。コンデンサ Sobr と Sakn の電圧が変化する可能性がある場合に読み取りのセトリング時間を短縮するには、それらに同じコンデンサを使用することが望ましいです。電圧が変化しない場合は、KM-6 などのセラミックコンデンサを使用しても問題ありません。

二重積分の原理は、本質的にクロック周波数または積分率の変化の影響を受けないため (妥当な制限内で)、ADC ジェネレータの抵抗 Rint および周波数設定要素の安定性に関する特別な要件はありません。もちろん、電圧Uobrを決定する分圧器の抵抗は安定している必要があります。

ここで、ジャーナル「ラジオ」に掲載されたADC KR572PV5のデジタル測定器のジャーナルに掲載されたいくつかの要素の選択について簡単にコメントして明確にしたいと思います。

マルチメータ[2]。積分器コンデンサC3（図1）の静電容量または積分器抵抗R35の抵抗を35倍にすることができるため、抵抗R50を選択する必要がなくなります。これにより、出力F（62,5 Hz）で信号の周波数を監視しながら、セットアップ中に2回クロック周波数（6 kHz）を設定することもできます。蓄積コンデンサC3（収集）はセラミックKM-XNUMXで使用できます。上記のすべてがマルチメータに適用されます[XNUMX]。

静電容量計 [7]。積分器コンデンサ C11 (図 1) の静電容量を 0,1 μF に減らし、C14 (Sakn) の静電容量を 0,22 μF に増やす方が良いでしょう。読み取り値の整定時間を短縮するには、良好な誘電体を備えたコンデンサ C10 (Col) と C14 を選択することをお勧めします。 ADC の入力 U の電圧の符号は変化しないため、コンデンサ C10 を除外できます。これを行うには、スキームに従ってコンデンサC9の上部端子をピンに切り替える必要があります。 33 DD5 超小型回路 (ピン 36 から切断することはできません) と導体をピンに変更します。 30と31。

RCL メーター [1]。蓄積コンデンサ C19 (図 2) の容量を 1 μF に増やすことが望ましいですが、回路とピンに応じて抵抗 R21 の下側出力を接続することで除外できます。 35 マイクロ回路 DD10 とそのピン。 32、トリマーエンジン - ピン付き。 33 そして、導体を交換してピンに接続します。 30と31。抵抗R22も除外されます。

最後に、構造を組み合わせる可能性について少しお話します。このような組み合わせの魅力は、各デバイスに高価な超小型回路とインジケータを購入して、かなり面倒なアセンブリを組み立てる必要がないことです。 [1, 3] を除くすべてのメーターがクロック周波数の影響を受けないことがすぐに分かります (もちろん、対応する素子定格の再計算を行って推奨シリーズから選択されている場合)。 50 kHz から 40 kHz の周波数に切り替えるには、積分抵抗器 Rint の抵抗値を 20% 増加させ、周波数 100 kHz の場合、コンデンサ Sint、Sobr、Cakn の静電容量を XNUMX 倍減らすだけで十分です。

RCL メーター [1] の各要素の定格と 40 kHz のクロックジェネレーターの周波数を維持しながら、静電容量メーター [7] を除く他のデバイスと組み合わせることができます。逆に、Sint と Sakn に関する上記の明確化と 7 kHz のクロック周波数を備えたメーター [100] では、[1] を除く他の設計を組み合わせることが許可されます。

ADC KR572PV5 または液晶インジケーター IZhTs5-4/8 がない場合、ここで説明するメーターは、たとえば [572] で行われたように、共通アノードを備えた KR2PV8,9 および LED デジタルインジケーター上に組み立てることができます。現在読んでいる記事のすべての推奨事項は、KR572PV2 ADC をベースにしたデバイスにも適用されます。マルチメータ [8、9] はコンバータの対称電源を使用しているため、Sint = 0,1 μF という値の選択は非常に正当であることに注意してください。

ADC KR572PV2に基づくデバイスでは、LEDインジケータに電力を供給するために、約4mAの電流に対して5〜100Vの個別の電源を使用する必要があります。そのマイナス端子はピンに接続されています。 21個のマイクロ回路（デジタル共通線）。これは、共通のアナログ線に接続する必要はありません。

LED インジケータを使用する場合、コンバータの内部回路を流れる合計電流は、表示される数値に依存することに注意してください。したがって、測定プロセス中にマイクロ回路結晶の温度が変化し、8ボルト電源の電圧が大幅に変化し、読み取り値の精度が低下します。そのため、マルチメータでは別の例示的なソースが使用されています [9、XNUMX]。

真空発光インジケータを ADC KR572PV2A に接続するオプションについては、[4] で説明されています。

文学

ビリュコフ S. デジタルメーター RCL。 - ラジオ、1996 年、第 3 号、p. 38-41; No.7、p. 62; 1997 年、第 7,0.32 号、XNUMX。
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ツィビン V. デジタル温度計。 - ラジオ、1996 年、第 10 号、p. 40; 1997 年、第 4 号、p. 56; 1998年、No.1.S.50。
BiryukovS.シンプルなデジタル体温計。 -ラジオ、1997年、第1号、p。 40-42。
Biyukov S. シンプルなデジタルメガオーム計。 - ラジオ、1996 年、第 7 号、p. 32,33; 1998 年、第 3 号、p. 32.
ビリュコフ S. デジタル静電容量計。 - ラジオ、1995 年、第 12 号、p. 32-34; 1996 年、第 7 号、p. 62.
ビリュコフ S. ポータブルデジタルマルチメーター。 - アマチュア無線を助けるために、vol. 100 -DOSAAF、1988、p. 71-90。
Biyukov S. MOS 集積回路に基づくデジタルデバイス。 - M.: ラジオと通信、1990 年。 1996年（第XNUMX版）。

著者: S. Biryukov、モスクワ

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