マイクロ波およびトランスバータ用の安定した低ノイズ水晶発振器。スキーム、説明

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マイクロ波およびトランスバータ用の安定した低ノイズ水晶発振器。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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無線電子工学と電気工学の百科事典 / アマチュア無線機器の結び目。ジェネレーター、ヘテロダイン

411 GHz までの狭帯域タイプの CW、SSB、NBFM 変調のアマチュア無線による使用に関連して、マイクロ波トランスバータの局部発振器周波数の高い安定性を確保することが特に重要です。あまり知られていない問題として位相ノイズがあります。ほとんどのアマチュア無線発振器の設計では、トランスバータのダイナミックレンジを低下させる過度のノイズレベルがあります。これらの問題は公開されており、それらを解決する方法が記事の 5 つの主要なセクションで提案されています。位相ノイズの問題を説明するセクションでは、ミリ波トランスバータオシレータは通常 100 MHz 前後の周波数で動作し、その位相ノイズレベルが非常に重要なパラメータであることに注意してください。さらに 6 倍にすると、信号のノイズレベルが 100 dB 増加します。したがって、たとえば、10 MHz のクォーツ周波数を 40 GHz に連続的に 250 倍にすると、出力ノイズがほぼ 68 dB 増加し、XNUMX GHz までは XNUMX dB 以上増加します。

水晶発振器の一般的な回路は、キャリアレベル（電力の観点から）に対して-155 dB/Hz以上の位相ノイズレベルを提供します。 245 GHzに乗算すると、出力信号のこのパラメータが-87 dB/Hzに低下します。たとえば、NBFMを使用する場合、16 kHz帯域のノイズレベルは（-87 + 42）dBになります。キャリアよりわずか45dB低い。この場合、受信機のダイナミックレンジはわずか45 dBになり、送信モードでは、放射されたブロードバンドノイズはメイン信号のレベルより45dB小さくなります。

「安定性の向上」セクションでは、水晶振動子の温度不安定性が ±10 ppm (10 ppm) であることが示されています。^-5）0°Сから+70°Сまで。これは、100 MHzの信号を乗算する場合、10GHzで±100kHzに相当します。温度補償は、0,3 ppm（3 * 10）以上の不安定性を実現できます。^-7)、または 3 GHz で ±10 kHz、7 GHz で ±24 kHz、または 75 GHz で ±250 kHz。ルビジウム周波数標準に対応する基準発振器を備えた PLL システムは、局部発振器の「石のような」不安定性を軽減するのに役立ちます。

このような発電機は時代遅れの無線航法機器に使用されており、アメリカの非液体店で見つけることができます。これらの温度不安定性は ±10-9 または 0,001 ppm であり、著者はアマチュアバンド 250...241 GHz で乗算後、長期不安定性 ±250 Hz を達成することができました。「位相ノイズの低減」セクションでは、バイポーラトランジスタ上の従来のバトラー水晶発振器回路の例を使用して、出力信号のノイズレベルが主にトランジスタの入力ノイズを決定することが示されています (図 1)。、水晶共振器からの信号が適用され、この入口の抵抗を増やすと顕著に減少します。

マイクロ波およびトランスバーター用の安定した低ノイズ水晶発振器
Pic.1

図 45 の回路の場合、ノイズレベルは -155 dB/Hz で、バイポーラ 2N5179 を J310 共通ゲート電界効果トランジスタに置き換えた後、著者は -172 dB/Hz の位相ノイズレベルを受け取りました。「VCO 回路」セクションでは、著者が開発した低ノイズ PLL (低ノイズ位相ロック水晶発振器 - LNPLXO) 水晶発振器のメインノードである電圧制御発振器の回路を示します (図 2)。

マイクロ波およびトランスバーター用の安定した低ノイズ水晶発振器
Pic.2

Q1 のゲート接地増幅段は Y1 水晶共振器からの信号に高い入力インピーダンスを提供し、Q2 エミッタフォロワは低い VCO 出力インピーダンスを提供し、したがって共振器駆動回路の抵抗も低くなります。 Y1 は直列共振の 0 次高調波で励起され、AT カットオフと C30=0 pF、R60<1 オームを持ちます。 L1C2C14 回路は必要な高調波を選択します。 R2 は線形性を改善するためにそれをシャントし、POS 発生器回路の必要なゲインを設定します。回路 D9C2R3R2 は、歪みのない出力信号の振幅を制限します。接続点 R3R1,6 は 1V に設定され、Q2 のドレインのピーク RF 信号が -2V に達すると、D1 が開き、Q2 の動作点を変えることなく出力信号の振幅のさらなる増加を制限します。発電機の直線性とノイズ特性にプラスの効果をもたらします。 R1 を使用すると、Y1 での消費が 2 mW 以下になるように出力信号レベルを選択できます。 VCO への負荷の影響を最小限に抑えるために、出力信号は T1 9:1 トランスを使用して Q3 コレクタから取得されます。 LNPLXO の PLL システム (図 XNUMX) は、標準方式に従って作成されます。

マイクロ波およびトランスバーター用の安定した低ノイズ水晶発振器
Pic.3

その基礎は U1 (MC145158) であり、非常に安定したルビジウム基準発振器 (入力 1/U1) の信号の分周器 R を含みます。 U2 チップによって 20/21 (MS12019) または 32/33 (MS12015) に事前分割された VCO 周波数の DPKD (入力 8/U1)。位相検出器 - 出力 5/U1。位相検出器からの信号は LPF R19C13 に供給されますが、そのパラメータは Motorola の推奨に完全には対応しておらず、VCO の石英の高品質係数を考慮して実験的に選択されました (図 46)。 PLL システムは PIC16F83 (U4) マイクロコントローラーによって制御され、その制御プログラム (ファイル STEP1199.ZIP) は arrl.org/files/qex/ にあります。 24,192 GHz トランスバータの場合、著者は逆並列ダイオードミキサを使用しますが、ヘテロダインは半分の周波数、つまり 11,448 GHz、1296 MHz の IF で動作する必要があります。周波数 46 MHz の LNPLXO 信号 (図 47、95,4) から 11,448 GHz を取得するには、120 倍が必要ですが、これは 2、3,4、5 を順次乗算することで解決されます。

著者：ジョンスティーブンセン（KD6OZH）; 出版物：N。ボルシャコフ、rf.atnn.ru

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