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無線電子工学および電気工学の百科事典 中電力ソリッドステート光電子リレーの応用。 参照データ
この記事では、Proton-Impulse JSC が製造する中出力光電子リレーのいくつかの機能を紹介します。 ここで提供される情報は、電源回路のさまざまなサイリスタおよびトランジスタ スイッチを使用または開発するすべての読者に役立ちます。 この表は、製造されたリレーの指定システムと命名法を示しています。
詳細については、メーカーの Web サイトをご覧ください。 。 すべてのオプトエレクトロニクス リレーは、トライアックやサイリスタに基づくパワー素子を使用した交流、電源回路内の IGBT または MOS トランジスタを使用したユニポーラおよびバイポーラ直流の XNUMX つの主なグループに分けることができます。 それらの基本的な違いは、ACリレーが部分的な制御性を特徴としており、電源回路の遮断は常にゼロ電流でのみ発生することです。 これにより、スイッチオフ時に発生するサージ電圧が排除され、誘導負荷に一定の利点がもたらされます。 このようなリレーを DC 回路で使用することは非常に困難です。 しかし、バイポーラ DC リレーは交流を切り替えることができます。 特定のアプリケーション向けにリレーを選択する基準の 220 つは、そのパワー要素によって消費される電力です。 電圧 380 ～ 3 V、電流が数アンペアを超える交流回路で動作する場合、この指標ではサイリスタは IGBT より 5 ～ XNUMX 倍優れています。 IGBT と MOS トランジスタによって消費される電力の比は、アンペア単位の電流の数値にほぼ等しくなります。 交流リレー サイリスタ リレーの中には、1 ～ 100A の電流に対して単相ノーマル クローズとノーマル オープンがあります。 三相通常開、電流 10 ～ 100 A; 電流 10 ～ 40 A に対応する単相、二相、および三相の可逆性。相間短絡および瞬時逆流に対する保護機能が内蔵されています。 共通の出力点の有無にかかわらず、独立した制御で 1 A 以上の電流に対応するデュアル。 出力耐圧のリレー等級は400級(1200V以上)から1500級(4000V以上)まであり、入出力通電回路とヒートシンク間の絶縁電圧の許容ピーク値は以下となります。 XNUMX または XNUMX V です。 TM インデックスを備えたリレーは、スイッチ電圧のゼロ位相を制御します (この電圧の瞬時値がゼロに近い場合にのみオンになり、発生するノイズが低減されます)。 TC インデックスを持つリレーにはこのプロパティはありません。 リレー制御回路は、電流 (図 1、a、定格電流 - 10 ～ 25 mA) または電位 (図 1、b - 定電圧 4 ～ 7 または 3 ～ 30 V、図 1) にすることができます。 、交流6..30または110...280 V）。 電流制御では単相および 1 チャンネルのリレーのみが製造され、電位制御ではすべてのタイプが製造されます。 さまざまな修正では、抵抗器 R1,6 (図 1 および c を参照) の代わりに電流安定器を使用することができ、「クエンチング」コンデンサ C1 (図 XNUMX、c を参照) は省略できます。 リレー (多相など) に複数の発光ダイオードがある場合、それらを直列または並列に接続できます。
サイリスタ構造は許容電圧を超えると非常に敏感であり、不可逆的な故障につながります。 リレー出力を保護する主な方法は、バリスタを使用してリレー出力をバイパスすることです。 非線形係数が 2 以上、散逸エネルギーが 1 ～ 2 J のバリスタ CH2-30、CH10-114 を推奨します。 選択するときは、バリスタの分類電圧（バリスタを流れる電流が1 mAに達する電圧）が、スイッチされたものの振幅値を超え、サイリスタのブレークダウン電圧より低くなければならないという事実から進む必要があります。 これらのパラメータの不安定性や技術的変動の可能性を考慮する必要があります。 他のすべての条件が等しい場合、より大きな電流をスイッチングするには、より高い電圧クラスのリレーが必要になります。 これは、流出バリスタに対する電圧の依存性によるものです。 サイリスタ構造のもう XNUMX つの特徴は、閉じたデバイスに印加される電圧上昇率 (dU/dt) に対する感度です。 危険速度を超えると、不正に開けられてしまいます。 正弦波の最大値に近い瞬間に負荷回路に電圧が印加されると、大きな dU/dt 値が可能になります。 これらは、スイッチ回路内のインパルス ノイズや、誘導負荷回路が破損したときの電圧サージによって発生する可能性があります。 dU/dtを低減し、望ましくない結果を防ぐために、サイリスタリレーの出力は減衰RC回路で分路され、その要素の値は実験的に選択されます。 通常、その範囲は 20 ～ 50 オームおよび 0,01 ～ 0,1 µF です。 電圧サージに対するリレーの耐性を高める追加の手段は、負荷と直列に接続された遅延リアクトルです。 これは、高い透磁率と長方形のヒステリシス ループを備えた磁心に巻かれたインダクタです。 動作電流では、磁気回路は飽和し、リアクトルのインダクタンスは小さく、進行中のプロセスには影響を与えません。 電流の減少とともに増加するインダクタンスは、その変化を遅くし、電圧の反転を遅らせ、サイリスタを閉じるのに役立ちます。 サイリスタをオンにする初期段階での電流上昇率を低減することにより、リアクトルは半導体結晶の断面全体での電流のより均一な分布を促進し、局所的な過熱を防ぎます。 これは、容量性負荷または能動負荷、または位相パルス電力制御モードで TC インデックスを使用してリレーを動作させる場合に特に重要です。 さらに、リアクトルは負荷回路のインピーダンスを増加させることにより、バリスタの保護効率を高めます。 誘導負荷で動作するサイリスタの場合、正と負の半サイクルにおけるスイッチング モーメントの非対称性により過電流が発生し、流れる電流の一定成分が発生して負荷磁気回路が飽和する危険性があります。 、その結果、過電流が発生します。 電流過負荷は、残留電流の方向と磁化がオンになった瞬間に生成される電流が一致する場合、誘導負荷（無負荷時の変圧器、コンタクタの制御巻線）の磁気回路の飽和にも関連している可能性があります。 これによる突入電流は定格電流の数十倍にもなり、電圧位相がゼロを通過した瞬間にスイッチオンする場合が最悪のケースとなります。 サイリスタを最大電圧でオンにするか、小さな導通角から始めて「ソフトに」スタートすることが最適です。 誘導負荷を動作させるには、衝撃電流を増加できるように設計された TSI インデックスを備えたリレーを使用することをお勧めします。 スイッチングの瞬間の非対称性は、異なる極性でのサイリスタのスイッチング電圧の違いの結果である可能性があります。 スイッチ電圧の振幅がサイリスタのターンオン電圧 (5 ～ 15 V) をわずかに超える場合、これは重要な役割を果たします。 非対称は、リレーの位相パルス制御が正しくない場合や、逆電圧がターンオン「ウィンドウ」を通過する速度が速すぎるためにサイリスタが半サイクルごとに開かない場合にも発生します。 最後の要因は、スイッチング電圧の周波数 (通常は 500 Hz 以下) を制限する主な要因の XNUMX つです。 容量性負荷の使用は、電源回路内で大電流サージが発生する可能性と、スイッチング振幅の XNUMX 倍に達する電圧のサイリスタへの影響が特徴です。 スイッチング電圧のゼロ以外の位相でリレーがオンになると、突入電流が発生します。 容量 220 μF の放電したコンデンサを交流ネットワーク 50 V 100 Hz に接続すると、振幅が最大 31000 A の電流サージが発生する可能性があります。インダクタンス 1 μH の負荷における電流上昇率は 310 A に達します。 /μs、サイリスタの最大許容値は 20...160 A/mks です。 サイリスタのターンオン電圧はゼロとは異なるため (上記のように、5 ～ 15 V)、スイッチ電圧の各半サイクルで電流サージが発生します。 負荷容量が 100 マイクロファラッドの場合、このようなサージの振幅は 500 ～ 1500 A になります。サージは、負荷電流スペクトル内に重大な電磁干渉と強力な高周波成分を生成します。 後者は一部のコンデンサにとって非常に危険であり、過熱や故障の原因となります。 したがって、容量性負荷で動作するには、ゼロを通る電圧の位相遷移を制御し、正規化されたターンオン (4 V) を持つ TMK インデックスなどの低いターンオン電圧を備えたリレーを使用する必要があります。およびターンオフ電圧 (10 V)。 電流がゼロに低下し、サイリスタがオフになった後も、負荷容量はスイッチされた振幅に近い電圧まで充電されたままであることが知られています。 次の半サイクルでは、この電圧と逆極性のネットワーク電圧の合計が閉サイリスタに印加され、たとえばネットワーク電圧が 380 V ± 10% - 1170 の場合、振幅は XNUMX 倍に達する可能性があります。 V. このような条件下では、最も高い XNUMX 番目の電圧クラスのリレーであっても、その能力の限界で動作し、バリスタによる故障から保護することはできません。 このような場合、バイポーラ DC など、ゼロ電圧でオンになるだけでなくオフにもなるリレーを使用することをお勧めします。 これにより、電圧過負荷が解消され、動作周波数範囲が大幅に拡大されますが、エネルギー性能は多少悪化します。 最大 1 kHz の周波数で動作するために、5P 66 シリーズのリレー サンプルが開発され、その周波数範囲を数十 kHz に拡大する作業が進行中です。 図では、 図 2 は、移相コンデンサ C1 を備えた単相電気モーター M1 の回転方向を変更するための単相反転リレー U1 の使用図を示しています。
図では、 図 3 に、XNUMX 相モーターを制御するための XNUMX 相リレーの図を示します。 リレーのスイッチング素子は通常トライアックとして表されますが、場合によっては逆並列に接続されたサイリスタである場合もあります。
リレー制御回路は図示されていない。 オープントライアック VS1 と VS2 (図 2 を参照)、または VS1 と VS4、VS2 と VS3 (図 3 を参照) に信号が同時に供給されないように配置する必要があります。 常に各ペアのうち 1 つだけを開く必要があります。 ただし、トライアックはゼロ電流でのみオフになるため、逆信号を印加した後でも、トライアックのいくつかは同時に開いたままになる可能性があります。 単相デバイスでは、これによりトライアックを介した移相コンデンサ CXNUMX の放電が発生し、三相デバイスでは、相間短絡が発生します。 このような状況を排除するために、リバース リレーには 20 ～ 30 ms のハードウェア ターンオン遅延が設けられています。これにより、ネットワーク周波数が 40 Hz を超えて「瞬時」リバースする場合、オープン トライアックが閉じるまでの時間がかかります。 サイリスタが同時にオンになる場合がある理由は他にもあります。 たとえば、電磁スターターによって供給される電圧の上昇率は、直列に接続された XNUMX つのデバイスにとって臨界値を超える場合があります。 この場合、ダンピング RC 回路はほとんど役に立ちません。電源ネットワークの非常に低いインピーダンスによってバイパスされるからです。 大きな dU/dt 値は、インパルス ノイズまたはスイッチング電圧サージによって発生する可能性があります。 図に示す図に従ってデバイスに提供されます。 図３に示すように、インダクタＬ１、Ｌ２はコンデンサＣ１〜Ｃ４と相互作用し、電圧上昇率を低下させ、相間短絡の可能性を低減する。 さらに、それらのインダクタンスは電流上昇率を制限し、その値が大きいとサイリスタにとって有害です。 ただし、スナバ回路もインダクタも、相間故障の不可能性を保証するものではありません。 サイリスタをその影響から保護する一般的に受け入れられている方法 (たとえば、Motorola、Siemens、Opto-22 の製品に推奨されています) は、電流制限抵抗 R1 (図 2 を参照) および R1、R2 (図 3 を参照) を取り付けることです。図XNUMX）。 それらの定格は、相間の故障電流が使用する衝撃電流リレーの許容値を超えないように選択されます。 その発生期間は主電源電圧の周期の半分を超えません。 制限抵抗器を取り付けると、電気モーター巻線の電圧が低下し、発生する熱を除去する必要があるという影響を我慢する必要があります。 DCリレー IGBTとMOSトランジスタによる出力回路を備えたDCリレーには、ユニポーラタイプとバイポーラタイプがあります。 後者では、XNUMX つの出力トランジスタが連続して直列に接続されます。 MOS トランジスタの場合、これは、一方の閉チャネルがもう一方の順方向バイアスのシャント ダイオード (MOS 構造には必ず存在します) を流れる電流を防ぐために必要です。 ダイオードは IGBT 構造に特別に導入する必要がありますが、トランジスタに対して逆方向に電流を流す必要があります。 ノーマルクローズ出力回路とノーマルオープン出力回路をさまざまに組み合わせた、いわゆるマルチチャンネル DC リレーも製造されていることに注意してください。 これらを使用する場合、制御入力に直流的に接続された電源からリレーに電源電圧を供給した後にのみ、出力回路がノーマルクローズになることを考慮する必要があります。 オープン状態の MOS トランジスタのユニポーラ リレーの出力の残留電圧は、温度 25 °C でのチャネル抵抗に依存し、その範囲は低電圧トランジスタのミリオーム単位から高電圧トランジスタのオーム単位までです。トランジスタ。 結晶温度が限界 (150 °C) まで上昇すると、この抵抗は約 XNUMX 倍になります。 MOSトランジスタを使用したバイポーラリレーは残留電圧が高くなります。 これは、100 つのトランジスタのチャネル抵抗での電圧降下と、200 番目のトランジスタのチャネル抵抗によって分路された順方向バイアスのダイオードでの電圧降下で構成されます。 このようなリレーの出力回路の電流電圧特性は、低電流時のオン状態ではほぼ線形であり、徐々にダイオード特性に変化します。 変曲点は、低電圧リレーの場合は XNUMX ～ XNUMX A の範囲にあり、高電圧リレーの場合はアンペア単位になります。 5P 20 (ユニポーラ) および 5P 19 (バイポーラ) シリーズのリレーの出力トランジスタの制御素子は、数マイクロアンペア程度の出力電流を持つ光起電性フォトカプラです。 このため、MOSFET のゲート-ソース間容量の充電は非常にゆっくりと行われ、リレーがオンになるまでに数十ミリ秒の遅れが生じます。 前述の静電容量を放電するために特別なサイリスタ ユニットが提供されているため、ターンオフ遅延は大幅に短くなります (1 ミリ秒以下)。 高速リレーは数マイクロ秒のオン/オフ遅延が特徴ですが、制御回路用に追加の電源が必要です。 さまざまなタイプのリレーの場合、このソースはリレーの出力または入力に電気的に接続する必要があります。 数マイクロ秒のオン/オフ遅延を持つ 5P 57 (バイポーラ) および 5P 59 (ユニポーラ) シリーズの入力電源リレーは、太陽光発電フォトカプラが使用されているため、10 ～ 20 Hz 以下の周波数でスイッチングできます。シャットダウン中に消費されたエネルギーをすぐに補充することはできません。 5P 40 シリーズの出力によって駆動されるユニポーラ リレーは、数十 kHz のスイッチング周波数で動作できます。 これらに電力を供給するには、入力回路から絶縁された 10 ～ 15 V の電圧源が必要です。
誘導負荷が切断されたときに発生する高電圧から保護する一般的な方法は、逆極性のダイオードで誘導負荷を分路することです。 この場合、回路が破損する前に負荷を流れる電流 I は、時定数 L/r で指数関数的に減少します。ここで、L と r はそれぞれ負荷のインダクタンスと抵抗です。 エネルギーの一部
負荷のインダクタンスに蓄えられた一方はそのアクティブ抵抗で消費され、もう一方はシャントダイオードで消費されます。 r の値が小さい場合、消費されるエネルギーの大部分がダイオードで発生することがわかります。 これにより、パルスの点で後者の過負荷が発生し、高いスイッチング周波数で平均電力損失の点でも過負荷が発生します。 トランジスタ Uadm の最大許容電圧がスイッチ電圧 Ucom よりも大幅に高い場合、保護ダイオードの動作モードにより、公称値が XNUMX の抵抗を直列に含めることが大幅に容易になります。
この場合、スイッチオフの瞬間、リレー出力の電圧は + RI に等しく、エネルギーがダイオードに放出されます。
（ここで、Ud - 0,7 V はダイオード全体の直接電圧降下です）、抵抗器では -
したがって、スイッチング周波数 fcom では、抵抗電力は少なくとも
抵抗の導入にはもう XNUMX つのプラスの効果があります。この場合の電流減衰の時定数は L/(R+r) に等しいため、負荷のスイッチオフ時間が短縮されます。 すでに述べたように、5P 19、5P 20 シリーズのリレーは、最大周波数を制限する数十ミリ秒のスイッチオン遅延を特徴としています。
ここで、lK0M はスイッチ電流です。 スイッチオフ時の電流減衰の持続時間は tout よりも XNUMX 桁短いため、この場合に消費されるエネルギーは無視できます。 パワー リレー トランジスタにとって 10 つの動作モードは潜在的に危険です。限界に近い周波数で定常負荷をスイッチングする場合と、大きな始動電流で負荷をスイッチオンする場合です (たとえば、白熱灯の始動電流は XNUMX 倍を超えます)。 XNUMXと評価されています）。
ここで、ROTKр はオープン状態の出力回路の抵抗です。 Q - デューティ サイクル (オン状態の持続時間に対するスイッチング周期の比)。 たとえば、負荷電流が 5 A V の単極リレー 20.10P 5 P-0,6-60 (最大電圧 - 5 V、電流 - 0,055 A、R - 40 オーム、熱抵抗結晶環境 - 5 °C / W) では、常時オンの状態では、放出される電力は 1,375 W を超えません。これにより、ほとんどの場合、環境に対して 55 °C のクリスタルの許容可能な過熱が引き起こされます。 ただし、同じ負荷を周波数 10 Hz、デューティ サイクル 2、電圧 50 V、tout = 5 ms でスイッチングすると、放出電力が 2,77 W に増加し、水晶振動子が 110 °C 過熱します。 。 これにより、周囲温度が 40 °C を超える場合、リレーが確実に動作できなくなります。 1 番目のケースでは、負荷電流の初期値が定格よりも大幅に大きいため、WBKJ5 のターンオンエネルギーがリレー トランジスタの許容値を超える可能性があります。 tnar が減少すると、スイッチングエネルギーも比例して減少するため、57P 5、59P XNUMX シリーズなどの高速リレーを使用して慣性負荷をスイッチングすることをお勧めします。 上で述べたように、5P 62 シリーズのリレーは、10 ～ 30 Hz を超えるスイッチング周波数で動作するために追加の外部要素を接続する必要があります。 5P 57 および 5P 59 シリーズのリレーと同様、出力トランジスタの制御回路の内部電圧源は平均電力が低く、トランジスタのゲート容量が放電されるときに消費されるエネルギーをすぐに補充することができません。 この欠点を解消するために、外部コンデンサが設計されており、出力トランジスタがオフになると、スイッチ電圧源から追加のエネルギーが制御回路に「ポンプ」されます。 コンデンサの最適な静電容量は、リレーの動作条件、特にスイッチング電圧に依存します。 したがってリレー内部に挿入することはできません。 入力トランジスタがオンになるたびに、コンデンサはゲート駆動回路を通じて放電され、エネルギー C U が消費されます。2/2. スイッチング周波数が十分に高い場合、リレーで放出される追加電力は許容できない量に達します。 これを低減するには、コンデンサに蓄えられたエネルギーのかなりの部分が散逸される抵抗とツェナー ダイオードが使用されます。 後者の安定化電圧は、スイッチング電圧の最小値でコンデンサが 15 V までしか充電されないように選択されます。 リレーの熱条件 ヒートシンクなしで動作するリレーの場合、最大スイッチ電流はパワー素子の最大結晶温度 Tcr に基づいて正規化されます。 周囲温度 Tamb = 125 °C での最大値 (サイリスタの場合は 150 °C、トランジスタの場合は 25 °C - )。 ヒートシンク付きリレーの同じパラメータは、ヒートシンク温度 Tto = 75 °C (サイリスタ リレーの場合)、Tto = 90 °C (トランジスタ リレーの場合) での最大結晶温度に従って設定されます。 最後の 0 つの値は、外部ヒートシンクの熱抵抗 RT3 が水晶ヒートシンクの「等価」熱抵抗 RXNUMXkb に等しいというかなり任意の条件から選択されました。リファレンスでは次のことに留意する必要があります。多相リレーのデータでは、熱抵抗は通常「相ごと」に基づいて示されるため、たとえば三相リレーの「等価」抵抗は XNUMX 分の XNUMX になります。 熱計算の主な関係は、Tcr + P(RTO + Ieq) < Tcrlop です。ここで、P はリレーによって消費される電力です。 MOSFET 出力を備えた DC リレーのこの電力を計算する例は、前のセクションで示しました。 IGBT の場合、式 P = UOCT-lKOM で計算されます。ここで、UOCT は、開いたトランジスタの残留電圧です。 サイリスタ リレーの 0,145 相で消費される電力は、経験式 P = (0,7 + 0UOCT ピーク) Ieff を使用して計算されます。ここで、UXNUMXCT ピークは、スイッチオンされたサイリスタの残留電圧のピーク値です。 Ieff はそこを流れる電流の実効値です。 著者: S.アルヒポフ、オレル
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