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無線電子工学および電気工学の百科事典 ステップダウンスタビライザーの切り替え。 参照データ
私たちの読者に提示された記事では、ディスクリート素子と特殊なマイクロ回路の 12 つのパルス降圧スタビライザーについて説明しています。 最初のデバイスは、24 ボルトの電圧で自動車機器に電力を供給し、トラックやバスの XNUMX ボルトの車載ネットワークに電力を供給するように設計されています。 XNUMX 番目のデバイスは実験室用電源の基礎です。 スイッチング電圧スタビライザ (降圧、昇圧、反転) は、パワー エレクトロニクスの開発の歴史の中で特別な位置を占めています。 少し前までは、出力が 50 W を超えるすべての電源に降圧スイッチング スタビライザが搭載されていました。 現在、トランスレス入力を備えた電源のコスト削減により、このようなデバイスの適用範囲は減少しています。 それにもかかわらず、場合によっては、パルス降圧安定器を使用すると、他の DC 電圧コンバータよりも経済的に利益が得られることが判明します。 降圧スイッチングスタビライザの機能図を図に示します。 連続インダクタ電流Lのモードでの動作を説明するタイミング図は図1にあります。 2. ton の間、電子スイッチ S が閉じ、電流が回路 (コンデンサ Cw の正端子、抵抗電流センサー Rdt、蓄電チョーク L、コンデンサ Cw、負荷、コンデンサ Cw の負端子) を流れます。 この段階では、インダクタ電流 lL は電子整流子電流 S に等しく、lLmin から lLmax までほぼ直線的に増加します。
比較ノードからの不一致信号、電流センサーからの過負荷信号、またはその両方の組み合わせに基づいて、発生器は電子スイッチ S を開状態に切り替えます。 インダクタ L を流れる電流は瞬時には変化しないため、自己誘導起電力の影響でダイオード VD が開き、ダイオード VD のカソード、インダクタ L、コンデンサ СВХ、負荷、ダイオードのアノード VD。 tXNUMXKXNUMX の間、電子整流子 S が開いているとき、インダクタ電流 IL はダイオード電流 VD と一致し、から直線的に減少します。 1Lmax～XNUMXLmin。 期間 T の間、コンデンサ Cout は電荷の増加量 ΔQout を受け取り、放出します。 現在の IL [XNUMX] の時間図の斜線部分に対応します。 この増分によって、コンデンサ Cout と負荷のリップル電圧 ΔUCout の振幅が決まります。 電子スイッチが閉じると、ダイオードが閉じます。 このプロセスには、回路の抵抗 (電流センサー、閉整流子、回復ダイオード) が非常に小さいため、整流子電流が Ismax 値まで急激に増加します。 動的損失を低減するには、逆回復時間の短いダイオードを使用する必要があります。 さらに、降圧レギュレータのダイオードは高い逆電流に耐える必要があります。 ダイオードの閉路特性が回復すると、次の変換期間が始まります。 スイッチング降圧レギュレータが低負荷電流で動作する場合、断続インダクタ電流モードに切り替わる可能性があります。 この場合、インダクタ電流はスイッチが閉じた瞬間に停止し、その増加はゼロから始まります。 負荷電流が定格に近い場合、出力電圧リップルが増加するため、断続電流モードは望ましくありません。 最も最適な状況は、スタビライザが最大負荷時に連続インダクタ電流モードで動作し、負荷が定格の 10 ～ 20% に減少したときに断続電流モードで動作する場合です。 出力電圧は、スイッチが閉じている時間とパルス繰り返し周期の比率を変更することによって調整されます。 この場合、回路設計に応じて、制御方法を実装するためのさまざまなオプションが可能です。 リレー制御を備えたデバイスでは、スイッチのオン状態からオフ状態への移行は比較ノードによって決定されます。 出力電圧が設定電圧より大きい場合はスイッチがオフになり、その逆も同様です。 パルス繰り返し周期を固定した場合、スイッチのオン状態の継続時間を変更することで出力電圧を調整できます。 場合によっては、スイッチの閉状態または開状態の時間を記録する方法が使用されます。 いずれの制御方法でも、出力過負荷から保護するために、スイッチが閉じた状態の間のインダクタ電流を制限する必要があります。 これらの目的には、抵抗センサーまたはパルス電流トランスが使用されます。 パルス降圧スタビライザの主要な要素を選択し、特定の例を使用してそれらのモードを計算します。 この場合に使用されるすべての関係は、機能図とタイミング図の分析に基づいて取得され、方法論 [1] が基礎となります。 次のパラメータを使用してパルス降圧スタビライザを計算する必要があるとします: UBX=18...32 V、Ulx=12B、Iout=5A。 1. 多数の強力なトランジスタとダイオードの初期パラメータと電流と電圧の最大許容値の比較に基づいて、まずバイポーラ複合トランジスタKT853G（電子スイッチS）とダイオードKD2997V（VD）を選択します。 [2、3]。 2. 最小および最大フィル ファクターを計算します。 γmin=t および min /Tmin=(UBыX+Upr)/(UBXmax+Uson - URдТ+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42; γmax = t および最大値 /Tmax = (UBx+Upp)/(UBx min - Usbcl -URdt+Upp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78、ここで Upp=0,8 V はダイオード両端の順方向電圧降下 VD。最悪の場合の Iout に等しい電流に対する電流電圧特性の順方向分岐から得られます。 Usbcl = 2 V - KT853G トランジスタの飽和電圧、スイッチ S の機能を実行し、飽和モードでの電流伝達係数 h21e = 250。 URdT = 0,3 V - 定格負荷電流における電流センサーの両端の電圧降下。 3. 最大および最小変換周波数を選択します。 この項目は、パルス繰り返し周期が一定でない場合に実行されます。 電子スイッチの開状態の持続時間が固定された制御方法を選択します。 この場合、ｔ＝（１－γｍａｘ）／ｆｍｉｎ＝（１－γｍｉｎ）／ｆｍａｘ＝ｃｏｎｓｔという条件が成立する。 動的特性が劣る KT853G トランジスタでスイッチが行われるため、最大変換周波数は比較的低い fmax = 25 kHz を選択します。 この場合、最小変換周波数は次のように定義できます。 ｆｍｉｎ＝ｆｍａｘ（１－γｍａｘ）／（１－γｍｉｎ）＝２５×１０３］（１－０．７８）／（１－０．４２）＝９．４８ｋＨｚ。 4. スイッチの電力損失を計算します。 静的損失は、スイッチを流れる電流の実効値によって決まります。 現在の形状は台形なので、Is = Iout スイッチの動的損失 Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn), ここで、Ismax は、ダイオード VD の逆回復によるスイッチ電流の振幅です。 lSmax=2lBыX を取ると、次のようになります。 Рsdin=0fmax UBX max Iout( 5tф+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) =6 W、ここで tf=8,12·0,78-10 s はスイッチを通過する電流パルスの先頭の継続時間、tcn=6・2-10 秒は減衰の継続時間です。 スイッチの総損失は、Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W です。 静的損失がスイッチで支配的である場合は、インダクタ電流が最大になるときの最小入力電圧に対して計算を実行する必要があります。 一般的な損失の種類を予測することが難しい場合、損失は最小入力電圧と最大入力電圧の両方で決定されます。 5. ダイオードの電力損失を計算します。 ダイオードを流れる電流の形状も台形であるため、その実効値を次のように定義します。 ダイオードの静的損失 PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07 W. ダイオードの動的損失は、主に逆回復時の損失によるものです。ここで、tOB=0,5-25C-103 s はダイオードの逆回復時間です。 ダイオードの総損失は、PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W になります。 6. ヒートシンクを選択します。 ヒートシンクの主な特性は熱抵抗であり、環境とヒートシンクの表面との間の温度差と、ヒートシンクによって消費される電力との比として定義されます: Rg=ΔТ/Рrass。 この例では、スイッチング トランジスタとダイオードを絶縁スペーサーを介して同じヒートシンクに固定する必要があります。 ガスケットの熱抵抗を考慮せず、計算を複雑にしないために、表面温度は低い約 70°C を選択します。 次に、周囲温度 40°C では、ΔT = 70-40 = 30°C となります。 この場合のヒートシンクの熱抵抗は、Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62℃/Wとなります。 自然冷却の熱抵抗は通常、ヒートシンクの参考データに記載されています。 装置のサイズと重量を軽減するには、ファンを使用した強制冷却を使用できます。 7. スロットル パラメータを計算します。 インダクタのインダクタンスを計算しましょう: L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBх)γmin /[2I×fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25·103 ( 1,25-1)]=118,94μH。 磁気回路の材料として、プレス加工されたモパーマロイ MP 140 を選択します [4]。 私たちの場合、磁気コア内の磁場の変動成分は、ヒステリシス損失が制限要因ではないようなものです。 したがって、最大の誘導は、変曲点付近の磁化曲線の直線部分で選択できます。 湾曲した部分での作業は、この場合、材料の透磁率が最初の透磁率よりも低くなるため、望ましくありません。 これにより、インダクタ電流が増加するにつれてインダクタンスが減少します。 0,5 T に等しい最大誘導 Bm を選択し、磁気回路の体積を計算します: Vp=μμ0・L(αI×x)2/Bm2=140・4π・10-7・118,94・10-6(1,25-5)20,52 、５２＝３．２７ｃｍ３、ここでμ＝１４０はＭＰ１４０材料の初透磁率である。 μ3,27=3π・140-140 H/m - 磁気定数。 計算された体積に基づいて磁気回路を選択します。 設計上の特徴により、MP140 パーマロイ磁気回路は通常 24 つの折り畳まれたリングで作られています。 私たちの場合、KP13x7x20,352 リングが適しています。 磁心の断面積は Sc=0,7 =2 cm5,48、磁力線の平均長さは λс=0,7 cm、選択した磁心の体積は VC=SC・λс=5,48 3,86 =3 cmXNUMX>Vp 。 ターン数を計算します。 絶縁付きワイヤの直径は、巻線を磁気回路の内周に沿って一周して一層に配置する必要があるという事実に基づいて決定されます: di=πdKk3/w=π・13-0,8/23= 1,42 mm、ここで dK=13 mm - 磁気回路の内径。 k3=0,8 - 巻線を含む磁気回路ウィンドウのフィルファクター。 直径2 mmのワイヤーPETV-1,32を選択します。 ワイヤを巻く前に、磁気回路を厚さ 20 ミクロン、幅 6 ～ 7 mm の PET-E フィルムで一層絶縁する必要があります。 8. 出力コンデンサの容量を計算します: CBыx=(UBX max-UsBkl - URdt) γmin/[8 ΔUCBыx L fmax2]=(32-2-0,3) 0,42/ [8 0,01 ·118,94- ·10-6(25 ·103)2]=1250 µF、ここで ΔUСвх=0,01 V は出力コンデンサのリップル範囲です。 上の式では、リップルに対するコンデンサの内部直列抵抗の影響は考慮されていません。 これと、酸化物コンデンサの静電容量の許容誤差が 20% であることを考慮して、定格電圧 50 V、それぞれ容量 35 μF の K40-1000 コンデンサを XNUMX つ選択します。 定格電圧が高いコンデンサを選択するのは、このパラメータが増加するとコンデンサの直列抵抗が減少するためです。 計算中に得られた結果に従って展開された図を図に示します。 3.
スタビライザーの動作を詳しく見てみましょう。 電子スイッチ - トランジスタ VT5 - が開いている状態では、鋸歯状電圧が抵抗器 R14 (電流センサー) に形成されます。 特定の値に達すると、トランジスタ VT3 が開き、次にトランジスタ VT2 が開き、コンデンサ C3 が放電されます。 この場合、トランジスタ VT1 と VT5 が閉じ、スイッチング ダイオード VD3 が開きます。 以前に開いていたトランジスタ VT3 と VT2 は閉じますが、コンデンサ C1 の電圧がその開放電圧に対応するしきい値レベルに達するまで、トランジスタ VT3 は開きません。 したがって、スイッチングトランジスタＶＴ５が閉じる時間間隔（約３０μｓ）が形成される。 この間隔の終わりに、トランジスタ VT5 と VT30 が開き、プロセスが再び繰り返されます。 抵抗器 R10 とコンデンサ C4 は、ダイオード VD3 の逆回復によるトランジスタ VT3 のベースの電圧サージを抑制するフィルタを形成します。 シリコン トランジスタ VT3 の場合、アクティブ モードになるベース-エミッタ間電圧は約 0,6 V です。この場合、電流センサー R14 で比較的大きな電力が消費されます。 トランジスタ VT3 が開く電流センサーの電圧を下げるために、VD0,2R2R7R8 回路を通じて約 10 V の一定バイアスがそのベースに供給されます。 出力電圧に比例する電圧は、分圧器からトランジスタＶＴ４のベースに供給され、分圧器の上アームは抵抗Ｒ１５、Ｒ１２によって形成され、下アームは抵抗Ｒ１３によって形成される。 回路 HL4R15 は、LED とトランジスタ VT12 のエミッタ接合間の順方向電圧降下の合計に等しい基準電圧を生成します。 この場合、基準電圧は 13 V です。不一致信号は、トランジスタ VT1 のベースの電圧と基準電圧の差に等しくなります。 出力電圧は、トランジスタ VT4 によって増幅された不一致信号とトランジスタ VT3 に基づく電圧を加算することによって安定化されます。 出力電圧が上昇したとします。 次に、トランジスタＶＴ４のベースの電圧は、例示的な電圧よりも大きくなる。 トランジスタ VT4 がわずかに開き、トランジスタ VT4 のベースの電圧が変化し、トランジスタ VT3 も開き始めます。 その結果、トランジスタＶＴ３は、抵抗Ｒ１４の両端の鋸歯状電圧のより低いレベルで開き、スイッチングトランジスタが開く時間間隔の短縮につながる。 その後、出力電圧は低下します。 出力電圧が低下すると、レギュレーションプロセスは同様になりますが、逆の順序で発生し、スイッチのオープン時間の増加につながります。 抵抗器Ｒ１４の電流はトランジスタＶＴ５の開状態時間の形成に直接関与するので、ここでは、通常の出力電圧フィードバックに加えて、電流フィードバックがある。 これにより、無負荷で出力電圧を安定させ、デバイス出力の電流の突然の変化に迅速に応答できるようになります。 負荷の短絡または過負荷が発生した場合、スタビライザーは電流制限モードに入ります。 出力電圧は 5,5 ～ 6 A の電流で減少し始め、回路電流は約 8 A になります。これらのモードでは、スイッチング トランジスタのオン状態時間が最小限に短縮され、消費電力が削減されます。その上で。 いずれかの要素の故障 (たとえば、トランジスタ VT5 の故障) によってスタビライザが誤動作した場合、出力の電圧が増加します。 この場合、ロードが失敗する可能性があります。 緊急事態を防ぐために、コンバータにはサイリスタ VS1、ツェナー ダイオード VD1、抵抗 R1、コンデンサ C1 で構成される保護ユニットが装備されています。 出力電圧がツェナー ダイオード VD1 の安定化電圧を超えると、電流が流れ始め、サイリスタ VS1 がオンになります。 これが含まれると、出力電圧がほぼゼロに低下し、ヒューズ FU1 が溶断します。 このデバイスは、電圧 12 V のトラックやバスの車載ネットワークから、主に乗用車用に設計された 24 ボルトのオーディオ機器に電力を供給するように設計されています。この場合の入力電圧はリップルが低いためです。レベルでは、コンデンサ C2 の静電容量は比較的小さくなります。 スタビライザーが整流器を備えた主電源変圧器から直接電力を供給されている場合には不十分です。 この場合、整流器には、対応する電圧に対して少なくとも 2200 μF の容量を持つコンデンサを装備する必要があります。 変圧器の総電力は 80 ～ 100 W である必要があります。 スタビライザーには酸化物コンデンサ K50-35 (C2、C5、C6) を使用します。 コンデンサ C3 は、適切なサイズのフィルム コンデンサ K73-9、K73-17 などです。C4 は、自己インダクタンスの低いセラミック、たとえば K10-176 です。 R14 を除くすべての抵抗は、適切な電力の C2 ～ 23 です。 抵抗器 R14 は、長さ 60 mm の PEK 0,8 コンスタンタン ワイヤで作られており、線形抵抗は約 1 Ohm/m です。 片面箔をコーティングしたグラスファイバー製のプリント回路基板の図を図に示します。 4.
ダイオード VD3、トランジスタ VD5、およびサイリスタ VS1 は、プラスチック製ブッシュを使用した絶縁熱伝導パッドを介してヒートシンクに取り付けられています。 ボードも同じヒートシンクに取り付けられています。 組み立てた装置の外観を図に示します。 5.
現在、スイッチングスタビライザーの開発ははるかに簡単になりました。 必要なすべてのコンポーネントを含む集積回路が（有償も含めて）入手できるようになりました。 さらに、半導体デバイスのメーカーは、ほとんどの場合に消費者を満足させる典型的な接続回路を含む大量のアプリケーション情報を製品に添付するようになりました。 これにより、開発における事前計算とプロトタイピングの段階が事実上排除されます。 この例としては、KR1155EU2 マイクロ回路 [5] があります。 スイッチ、電流センサー、基準電圧源 (5,1 V ± 2%)、負荷の過電圧を保護するサイリスタ制御ユニット、ソフトスタート ユニット、外部デバイス用のリセット ユニット、リモート用ユニットで構成されます。シャットダウンし、保護ユニットが過熱によりチップ化します。 KR1155EU2 に基づいて開発された実験用電源を考えてみましょう。 技術特性
デバイス図を図に示します。 6. 標準接続図とほとんど変わりませんが、各要素の位置指定は同じです。 ここでは、パルス繰り返し周期が固定された制御方法、つまりパルス幅制御が実装されています。
コンデンサ C1 は入力フィルタです。 消費電流が比較的大きいため、代表的な接続図よりも容量が大きくなります。 抵抗 R1 と R2 は電流保護のレベルを制御します。 最大合計抵抗は最大保護動作電流に対応し、最小抵抗は最小電流に対応します。 コンデンサ C4 の助けにより、スタビライザーはスムーズに起動します。 さらに、その容量によって、現在の保護しきい値を超えた場合の再起動期間が決まります。 抵抗 R5 とコンデンサ C5、C6 は、内部誤差アンプの周波数補償の要素です。 コンデンサ C3 と抵抗 R3 は、パルス幅コンバータのキャリア周波数を決定します。 コンデンサ C2 は、出力電圧の急激な低下 (短期的な出力過負荷などの外部要因によって引き起こされる) と、RESO 信号 (ピン 14 DA1) が通常動作に対応する状態に遷移するまでの時間を設定します。マイクロ回路内の RESO ピンと GND ピンの間に接続されたトランジスタが閉じます。 抵抗 R6 は、このトランジスタのオープンコレクタ負荷を提供します。 RESO 信号を使用し、それをスタビライザーの出力電圧とは異なる電圧にバインドする場合は、抵抗 R6 は取り付けられず、オープン コレクター負荷が RESO 信号レシーバーの内部に接続されます。 抵抗 R4 は INHI 入力 (DA6 のピン 1) にゼロ電位を提供します。これはマイクロ回路の通常動作に対応します。 スタビライザーは外部の高 TTL 信号によってオフにすることができます。 KD636AS ダイオード (総許容電流はこのスタビライザーで必要な電流を大幅に上回ります) を使用すると、デバイスのコストがわずかに増加しますが、効率を 3 ～ 5% 高めることができます。 これにより、ヒートシンクの温度が低下し、その結果、寸法と重量が減少します。 抵抗 R7 と R8 は出力電圧を調整するために使用されます。 回路によれば、抵抗器 R7 スライダが下の位置にあるとき、出力電圧は最小になり、DA1 マイクロ回路の基準電圧に等しくなります。上の位置にあるとき、出力電圧は最大になります。 CBI 入力 (DA1 のピン 15) の電圧が DA1 チップの内部基準値を約 1% 超えると、SCR VS1 は CBO 信号 (DA1 のピン 20) によって開きます。 これにより、出力の過剰電圧から負荷が保護されます。 C50 - K35-1 を除くすべての酸化物コンデンサは K50-53 です。 コンデンサ C6 はセラミック K10-176、残りはフィルム (K73-9、K73-17 など) です。 固定抵抗はすべて C2-23 です。 可変抵抗器 R2 および R7 - SPZ-4aM、電力 0,25 W。 これらはブラケットを使用してボードに取り付けられます。 インダクタ L1 は、MP20 パーマロイ製の 12 つの折り返しリング磁気コア K6,5x 140x42 に巻かれています。 巻線には 2 ターンの PETV-1,12 27 ワイヤが含まれており、最初の 28 ～ XNUMX ターンと XNUMX 番目の残りの XNUMX 層で巻かれています。 スタビライザーは、片面箔コーティングされたグラスファイバー製のボード上に組み立てられます。 基板図を図に示します。 7。
マイクロ回路、ダイオード、サイリスタは 8 つのヒートシンクに取り付けられています。 この場合、マイクロ回路のフランジはピン 15 (GND) に接続されているため、ほとんどの場合、マイクロ回路をヒートシンクの表面から絶縁する必要はありません。 ダイオードとサイリスタは絶縁する必要があります。 ヒートシンクは、約 20 ～ 30 W の消費電力と XNUMX°C の過熱に基づいて選択されます。 (可能であれば) ファンを使用すると、ヒートシンクのサイズと重量を減らすことができます。 主電源変圧器と整流器には特に注意を払う必要があります。 トランスは、少なくとも 150 W の出力電力および約 33 V の開回路出力電圧向けに設計されています。最大負荷では、開回路電圧に対して 1,5 V 以下の出力電圧の低下が許容されます。 。 整流器は、ダイオード間の総電圧降下が 3,5 V 以下で、電流が 2 ～ XNUMX A になるように選択されます。整流器 (モノリシック設計の場合) または個々のダイオードは、同じヒート上に取り付けることができます。スタビライザーとして沈みます。 パルスコンバータは、ネットワーク変圧器や整流器の優れた代替品となり得ます。 レビューした 2997 つのデバイスを分析すると、その違いがわかります。 明らかに、最初のスタビライザーは 213 番目のスタビライザーよりも安価です。 さらに、最初のコストをさらに削減する方法は非常に明白です (KD213V ダイオードを効率がわずかに低下する KD2997V と、高価なパーマロイドと安価なフェライト磁気コアを交換する)。 XNUMX 番目のデバイスでは、KDXNUMXV (および KDXNUMXV) は慣性のために適切ではなくなり、磁気コアを交換しても目立ったコスト削減にはつながりません。 最初のスタビライザーの部品はアマチュア無線家のデスクトップにありますが、XNUMX 番目のスタビライザーについては言えません。 ただし、最初のデバイスでは、設計段階で多くの時間を必要とします。 さらに、要素の数は多くなりますが、機能は少なくなります。 文学
著者: Yu.Semenov、Rostov-on-Don
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ここで、α=lLmax /llx=1,25 は、出力電流に対する最大インダクタ電流の比です。 係数 a は 1,2...1,6 の範囲内で選択されます。 スイッチの静的損失 PSctat=lsUSBKn=3,27-2=6,54 W。
23に等しいターン数を取ります。
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