|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
無線電子工学および電気工学の百科事典 非常に深い OOS を備えた UMZCH のマルチチャンネル増幅。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / トランジスタパワーアンプ 著者は、トランジスタUMZCHの独自のマルチチャネル構造を提案しています。 このアンプはマルチループフィードバックにより非常に低い歪みを実現しています。 広帯域 (最大 100 MHz) OOS は、低遅延の低電力メイン チャネルで実現されます。 実際、著者は高精度の高速アンプを開発しました。 何よりも、この記事を書く理由は、OOS の危険性とその使用の制限について、オーディオ愛好家の間で議論が続いていることでした。 残念ながら、表面的な印象だけでも、OOS が間違っていると非難するには十分です。 もちろん、ディープ NOS に対する批判は一般に深刻なものではありません。 否定的な結果の理由は、アンプの回路設計から探る必要があります。 最大 1 GHz の周波数での業務用および軍事用の受信増幅デバイスでは [1]、最大のダイナミック レンジと直線性を提供するため、正確な NFB を備えたカスケードを使用することが推奨されます。 同様の勧告がアマチュア無線機器にも実装されています[2]。 「理想的な」アンプの線形性の基本的な基準は、入力信号と出力信号の瞬時値のスケール同一性です。 フィードバックの構造とタイプによって決定されるパラメータに関してアンプのゲインを安定させるのは OOS です。 安定化の質は、CNF ループ内のゲイン余裕によって決まります [3]。 デバイスのダイナミック レンジに応じたゲイン マージン (120 kHz 帯域で 20 dB 以上) により、誤差 0,0001% 未満の出力信号を生成できます。 したがって、広帯域信号の高品質増幅とトランジスタアンプの直線性を確保するには、非常に深いフィードバックの使用が必須であると考える必要があります。 残念ながら、これらの概念のよく知られた用語にもかかわらず、奇妙な方法で解釈されたり、完全に無視されたりすることが多いため、特定のコメントが必要です。 環境保護の基準と原則 多くの UMZCH 開発者は、OOS が適用される前であってもアンプが高い線形性を備えていなければならないという事実に注目しています。 ただし、UMZCH が周波数範囲で高い線形性を備えていることが最も重要であり、その周期は OOS がカバーする増幅段を信号が通過する時間に近いものです。 これらの周波数ではフィードバックが機能しなくなるため、UMZCH カスケードの寄生変調の過程で非線形性とノイズにより結合成分が発生します。 NOS がまだ有効な周波数範囲では、特定の条件下でフィードバック効率が大幅に低下すると、不快な影響が発生する可能性があります [4]。 アンプの出力の信号は入力と非常に似ていますが、複雑に絡み合った寄生成分が含まれていることがわかります。 このような増幅の結果、デジタル伝送チャネルの「ジガー」と同様に、位相乗算歪みが発生します。 信号または不安定要因の影響下での電気パラメータの変化が歪みの根本原因であるため、高い線形性の基礎は静的モードに近い低信号 [5] での電子デバイスの動作を考慮する必要があります。 信号レベルが大きいと、カスケードの増幅パラメータと時間周波数パラメータが変化します。 信号がアンプの各段を通過する時間は多くの要因に依存し、フィードバックの存在に関係なく、「ジッターのような」現象が発生します。 同時に、FOS の場合、フィードバック信号の遅延時間が非常に短いことが基本的に重要であり、この時点では FOS 信号が入力に対して遅延しているため、実際にはアンプのカスケードを通過する信号の通過時間に近くなります。信号。 この信号のレベルが大きいほど（ゲインが大きいほど）、信号の遅延時間が大きいほど、寄生変調と歪みも大きくなります。 したがって、カスケードの過負荷容量に対してより厳しい要件が課されます。 カスケードに過負荷がかかると、環境保護の安定化機能がブロックされます。 過負荷の確率は、実際には、フィードバック ループを介した応答時間 * (アンプの入力に信号が到着してからフィードバック回路を介して応答が返されるまでの時間) に関係します。 深い OOS を備えた UMZCH の欠点のほとんどは、OOS がカバーする増幅段を信号が通過する時間に近い周波数での強制的な増幅に正確に関係しています。 アンプの品質の劣化は帰還ループの遅延時間の増加とともに進行し、段数が増加するとさらに悪化します。 言い換えれば、フィードバック全体の深いところでの連続する増幅段の数は非常に限られています。 エミッタ共通のトランジスタ段 (差動段や電流発生器を含む) を使用すると、アンプの変調特性と過負荷特性の両方に非常に悪影響を及ぼすことに注意してください。 この種のカスケードは実際にはミキサーを表し、そのダイナミック レンジが線形性の基準として機能します。 トランジスタに許可されるモードの範囲では、ダイナミック レンジの上限はミキサーを流れる電流に比例します [2]。 言い換えれば、カスケードは大きなダイナミック レンジと、トランジスタの対応する電流および電圧モードを備えている必要があり、信号の存在下での変化は最小限である必要があります。 信号自体は増幅素子の速度と比較して十分に「遅い」必要があり、そうすればフィードバックループの反応時間中の信号変化が少なくなり、歪みが少なくなります。 増幅デバイスのカットオフ周波数 Fgr は、増幅器のユニティ ゲイン F1 の周波数とできるだけ大きくなければなりません。 したがって、増幅器の広帯域での線形性と大きなダイナミックレンジを実現するには、極めて限られた段数とフィードバックループの極めて短い応答時間が基本条件となります。 さらに、カスケードはクラス A で動作する必要があるため、動作帯域外では伝達係数が 1 より大幅に小さくなります。 言い換えれば、周波数応答に「こぶ」がない場合、CFO ループの終了周波数 Fdet (Fdet は FOS ループの反応時間の逆数) はユニティ ゲイン周波数 (Fdet > > FXNUMX)、Fdet に近い周波数の信号は大幅に弱まるはずです。 同時に、非常に深い OOS では、OOS ループを閉じる周波数での UMZCH 入力への出力信号の低レベルの浸透が同時に確保される必要があります。 最後の要素は非常に重要です。UMZCH では出力信号レベル (電圧の観点から) が大きく、相互変調効率は入力信号の 2 乗に近い依存性を持っているためです [XNUMX]。 次に、一般的な NF 回路には、中間の UMZCH カスケードまたはローカル NF 回路との追加 (および寄生) 接続があってはなりません。 意味は簡単です。一般的な OOS のループへのプリディストーション信号の侵入を排除する必要があるということです。 OOS を有効にした場合のゲインは最小限になるはずです。 言い換えれば、ゲインが低いほど、信号対雑音比と干渉が比例して高くなり、固定ループ ゲイン カットオフ周波数での UMZCH のユニティ ゲイン周波数が比例して低くなります。 入力信号レベルの増加や超低ノイズ入力アンプの使用は、UMZCH の入力過負荷特性の劣化につながる可能性があることに注意してください。 信号経路回路、入力および OOS (特に RF) は、比較的低抵抗 (数十から数百オーム) でなければなりません。 そしてここで、エミッタ接地（CE）を備えた回路に従って接続されたトランジスタを制御する回路の抵抗が減少すると、その過負荷特性が急激に悪化するという事実に注意を払う必要があります。 増幅段トランジスタのベースおよびエミッタ回路内の抵抗により、直線性と過負荷特性が大幅に改善されます。 入力抵抗を増やすと入力電流が減少するため、F に近い周波数でのゲインが簡単かつ効果的に減少します。 この場合、各増幅段でこれらの抵抗をオンにする（ゲインを下げるために）ことが非常に望ましい[4、6]が、アンプの入力で正確にオンにすると最大の効率が達成されます[7]。 これらの抵抗は、高周波デバイス [2] (アンプ、ミキサーなど) で同様の機能を実行し、使用されるトランジスタのカットオフ周波数 (Fgr = Fzam) でのカスケードの増幅を低減し、自己励起の傾向を低減します。 ただし、ベース電流が大きく変化すると、ベース回路内の抵抗によって非常に大きなレベルの歪みが発生する可能性があることに注意してください。 したがって、ベース回路での抵抗の使用は、トランジスタが非常に深いフィードバックを持つ構造で動作している場合にのみ使用する必要があります。 上記の相互に排他的な要件の間で妥協点を見つけるのは、多くの場合、報われない作業です。 それらを XNUMX つのアンプで完全に実行し組み合わせることは、まったく非現実的です。 極めて深い OOS と指定された要件を実現できるのは、マルチチャネル増幅、つまりマルチチャネル増幅構造 (MCUS) に基づく場合のみです。 ICCC の基準と原則 MKUS を使用すると、アンプ内の信号遅延時間を大幅に短縮することができ、フィードバック ループの応答時間を極めて短くすることができます。 その結果、CNF ループを閉じる周波数 (Fc) を大幅に増加させ、非常に大きなゲイン マージンを提供することが可能になり、これをすべて限界に近いノイズ レベルで実現できます。 このバージョンのアンプでは、仕様が異なり、多くの場合独自の特性を持つ大幅に異なるノードを使用して、回路エンジニアリングにおけるさまざまなアプローチの利点を組み合わせることができます。 このような構造では、異なる増幅クラス (A、B、C、さらには D)、スイッチング回路、および電子デバイスの種類を使用することができます。 この場合、追加の増幅チャンネルを接続するためのオプションは、追加の増幅と出力回路への送信によってメイン チャンネルの信号 (入力、出力、および内部の両方で) を抑制するという基準に基づいています。 一般に、この信号を送信するプロセスは他のアンプによって実行できます。 したがって、CNF ループ内に非常に大きなゲイン マージンを作成することができ、それによって CNF ループ内の誤差が非常に小さくなります。 一般的な OOS を備えたアンプの理想的なゲインの結果は、(OS 回路に沿った) 直接信号と戻り信号の加算器の出力に信号が存在しないことです。 ここで、メイン（メイン）アンプ（チャネル）の概念は、歪みのない出力信号の形成に決定的な影響を与えるフィードバックループを閉じる際の優先順位を表しています。 メイン増幅チャンネルの主なパラメータは遅延時間を考慮する必要があり、これは非常に小さい必要があります。 追加の増幅チャネルの特定のパラメータは、固有ノイズのレベル、出力電力などです。 マルチチャネル (並列) 信号処理の原理は比較的長い間知られていた [9] ことに注意してください。しかし、残念なことに、精密測定装置を除けば、それらはめったに使用されておらず、控えめに使用されています。 特に、OOS ループ内で大きなゲイン マージンを実装する場合に効果的です。 同時に、UMZCH [5, 10] ** と広帯域オペアンプの両方の多くの方式が MKUS の概念に当てはまります。 したがって、アンプの並列動作のロジック、つまり MKUS を使用して、UMZCH 回路 [3-8] のさまざまなアプローチを補うことをお勧めします。 MKUS に基づいてアンプを構築するためのオプションの数は非常に多いことに注意してください。ただし、UMZCH に関しては、ゲイン マージンが非常に大きいため、強力でしばしば低周波でも出力できる構造を使用するのが理にかなっています。出力ステージはその機能を完璧に実行します。
MKUS の例として、低電力負荷で動作するように設計された 1 チャンネル反転アンプの回路 (図 1) を考えてみましょう。 ここで、オペアンプ DA2 (適切に調整) は、CFO ループ (Fzam) の閉周波数を設定するアンプのメイン チャネルであり、アンプ DA3 と DA1 は、それぞれ信号抑制基準に従って動作する追加チャネルを形成します。 DAXNUMXの入力と出力。 したがって、抵抗器 R1、R7 を通ってオペアンプ DA1 の入力に来た信号は増幅され、コンデンサ C2 を通ってアンプの出力に供給されます。 要素 C1、R2、および R1 は OOS ループを形成します。 さらに、信号は DA2 チャネルおよび DA3 を通じて増幅され、そこから抵抗 R11 を通じて共通出力に送られます。 したがって、低周波信号に関しては、CNF ループ内のゲインが大幅に増加します。 信号分周器 R5R6 および R8R9 はメイン チャネル (DA1) を優先し、DA2 および DA3 のゲインを、これらのオペアンプによって導入される追加の位相シフトがメイン チャネルによって簡単に補償できるレベルまで下げます。 ここでは、ルールに従う必要があります。追加の増幅チャンネルの入力で信号を正確に低減 (分割) する必要があり、これにより過負荷特性が大幅に改善されます。 信号対雑音比の劣化のため、入力 (DA2) に接続されたアンプのみが例外となります。 抵抗 R4 および R7 は入力過負荷特性を改善します。 間接的ではありますが、同様の機能が要素 R3 と R10 によって実行されます。 これらは、特に Fdet 付近で、オペアンプの入力段のゲインを大幅に低下させます。 標準的な方法によるオペアンプの周波数補正は、原則として、オペアンプの入力段をRF信号の過負荷から保護しないため、このような抵抗によってこの問題が解消されることをここで強調しておく必要があります。 これらの抵抗が存在しない場合、コンデンサ C1 を介した高周波歪み生成物がオペアンプの入力に直接伝わり、オペアンプに過負荷がかかります (ゲインは Fzam に近い周波数で強制されます)。 次に、RF の深い OOS (コンデンサ C1 による) により、オペアンプ DA1 の周波数 F1 でのアンプの周波数応答が大幅に低下します。 したがって、DA1 出力と DA3 入力の両方、ひいてはアンプ全体で高い過負荷特性が得られます。 オーディオ周波数では、信号は 2 つのオペアンプ DA1、DA3、DAXNUMX によって順番に増幅されます (これらは MKUS テクノロジーを使用して作成することもできます)。 オペアンプを使用すると設計の実装が簡素化されますが、高周波トランジスタとマイクロ波トランジスタの両方の使用は禁止されていません。 UMZCH オプションに目を向けると、抵抗 R3 を除外できる高出力抵抗を備えた強力なアンプ (以下、ULF) を DA11 として使用することは非常に魅力的です。 別の解決策も可能です。要素 C2 と R11 の代わりに、より効率的なマッチング デバイス (マルチチャネル) を使用し、ULF を別個のユニットとして作成できます。 これにより、干渉と干渉のレベルを 20 ～ 40 dB 低減することが可能になります。 他のアンプユニットに関しては、XNUMX% OOS での動作を可能にする非常に広帯域 (無線周波数) オペアンプを使用することが技術的に有利です。 言い換えれば、極めて短い信号通過時間と、それに伴うユニティゲイン周波数での最小位相シフトが、オペアンプを選択する際の決定的なパラメータとなります。 議論の全範囲は非常に複雑であるため、比較的平均的な広帯域オペアンプを選択することになりました。 もちろん、「非常に高い」特性を備えた超最新の要素ベースの使用は非常に印象的ですが、価格が高いためお勧めできません。 一方、(高品質の整合デバイスを使用して) アンプの出力で信号を追加する MKUS の高効率により、低周波チャンネルの出力段で控えめなパラメーターのトランジスタを使用することが可能になります。 強力なバイポーラ デバイスのカットオフ周波数 Fgr は比較的低いため、上で説明した重要な要件に焦点を当てる必要があります。つまり、その周波数付近でのトランジスタの動作は許可されず、その結果、UMZCH の増幅 (この周波数では、フィードバックがオンになることは重要ではありません (F1< Fgr)。 CFO ループのカットオフ周波数を比率 F1>Fgr まで増加させると、入力アンプ (通常は非常に広帯域) が後続の UMZCH の低周波数カスケードに過負荷を引き起こすことになります。 ここで概説した原理に基づいて、MKUS テクノロジーと統合して、著者は、図に示す比較的単純な 2 チャネル UMZCH のスキームを開発しました。 75. 負荷 Rn = 4 オームで動作するときの定格電力 Pout は XNUMX W。
メイン増幅チャンネル (DA1、VT1) は AD812 RF オペアンプを使用します。 そのユニティゲイン周波数 F1 = 100 MHz、自己雑音 EMF Esh = 4 nV/Hz、ゲインは 40 MHz の周波数で約 3 dB で、強力な ULF トランジスタ (図 1 の A2) の周波数 Frp に対応します。これにより、ULF 出力段の歪みを効果的に抑制できます。 CFO ループの終了周波数 (Fzap、および Fgr を超える周波数での UMZCH の安定性) を決定するのはメイン チャネルです。CFO ループの非常に短く安定した応答時間は、メイン チャネルの速度と動作によって確保されます。クラス A モードの VT1 上のリピーターの動作により、ジッターのような現象 (位相変調) が除去されます。 この方式では、メイン チャネルはオーディオ周波数から周波数 Fzam までの帯域で動作します。 メイン チャネルの特異性と優先順位は、Fzam に近い周波数での動作と、OOS ループの終了です。 解析のために急峻なフロントを持つパルス信号を使用して、F1 = Frp = 3 MHz から Fdet = 250 MHz までの周波数帯域での UMZCH の動作を考えてみましょう。 入力信号は、抵抗 R1、R2 を通って UMZCH 信号入力 (ポイント A) に入力され、次に抵抗 R9 を通ってオペアンプ DAI、VT1 の入力に入力され、そのエミッタがメイン チャネルの出力 (ポイント B) になります。 ）。 信号は、メイン チャネルの出力から整合デバイスの要素 C7、C8、および R22 を介して UMZCH 出力 (ポイント C) に渡され、そこでこの信号が ULF からの信号よりも優位になり、その後 C2 回路を通過します。 、R3 は、点 A への UMZCH 信号入力に対する OOS 回路を閉じます。低抵抗 RF OOS 回路 (要素 C1、C2、R2、R3) は、これらの周波数で高品質の信号分割を提供し、インダクタンス L1 と T1 が寄生信号を分離します。 （実装）静電容量。 ポイント A で動作する信号は、2 番目 (DA1) 増幅チャネルによってさらに増幅されます。 この追加の増幅チャネルは、その入力におけるメイン チャネル信号抑制 (DA2) の基準によって有効になります。 信号の場合、DA10 のチャネルはプリアンプであり、安定状態では許容できない位相シフトが発生する最高周波数 (2 MHz 以上) でのみ「オフ」になります。 DA1 優先デバイス (信号分割器 R10R11) を介して増幅されたオペアンプ DA1 信号は、非反転入力 DA2 に供給されます。 オーディオ周波数では、DAXNUMX 出力の信号レベルは非常に低くなります。つまり、ほぼ静的モードで動作します。 したがって、2 つのオペアンプ (DA1、DA23) によって直列に増幅された信号も、メイン増幅チャンネルの出力 (ポイント B) に来ます。 そこで、信号は抵抗器 R1 を介して 1 番目の増幅チャネル - A2 (ULF) に分岐し、その出力から整合器 (トランス T1 の二次巻線) を介してオーディオおよび「ゼロ」周波数の信号が得られます。 UMZCH の出力 (ポイント C)。 ULF の速度が制限されている周波数では、変圧器 TXNUMX を備えた VTXNUMX の出力段は、ULF の出力における振幅誤差と位相誤差を抑制するための基準に従って動作します。 T1 の形式でのインダクタンスの使用は、7 つの相反する条件を満たす必要があることによって決まります。つまり、オーディオ周波数では整合デバイスの抵抗が非常に低く、Fgr に近い周波数では抵抗が高く、強力なトランジスタです。 ここで強調しておきたいのは、さまざまな寄生共振が発生するため、低抵抗の RF 構造と LF 構造の正確なマッチングの問題が非常に重要であるということです。 この場合、コンデンサ C1 と二次巻線 T8 のインダクタンスで構成される回路で共振が発生し、ULF 出力のゲインと位相に密接に関係します。 回路 C22、R9 は、この回路の周波数と品質係数を低下させます。 素子 C27、R1 の発振回路と変圧器 TXNUMX の一次巻線のインダクタンスにより、これらはさらに低い周波数に同調されるため、さらに低くなります。 トランスはフィルター (LPF) として、また UMZCH 出力における信号加算器の要素として考慮する必要があります。これにより、DA1 上のメイン チャネルの増幅リソースを使用して、寄生共振の残留物と位相エラーが抑制されます。 一次巻線 T1 は、トランジスタ VT2 のエミッタフォロワに接続されており、同時に VT1 の電流安定化装置でもあり、トランスが降圧型の場合、メイン チャネル (DA1) の優先順位が提供されます。 二次巻線 T1 の電圧は、実際には、ULF 出力からの電圧と直列にスイッチオンされます。 ULF 歪みを効果的に抑制するには、トランスは十分に広帯域であり、Fgr 程度の周波数で高い効率 (良好な磁束鎖交) を備えている必要があります。 RF マイクロ回路は、電圧 ±12,5 V の別のバイポーラ レギュレータによって電力を供給する必要があります。 次にULFについて説明します。そのスキームは図に示されています。 3. その出力段は、電流発生器によって制御される強力な対称エミッタ フォロワです [8]。 このスキームは古典的なものであり、コメントは必要ありません。 ULF は、メイン チャネルの出力における信号抑制の基準に従って有効になります。 ULF の前に、メイン チャネル (DA1) の優先順位を作成するためのデバイス、つまり抵抗 R23 (図 2 を参照) と R32 (図 3) の分圧器が含まれています。 その役割は、最小の位相変化で Fgr 付近の周波数で ULF ゲインを低減し、より高い周波数では C20 によってゲインをゼロに低減することです。 これにより、ULF の過負荷特性とノイズ耐性が向上します。
したがって、高周波数 (3 MHz 以上) での UMZCH の出力信号に対する ULF の寄与は 23 分の 32 に減少します。深い OOS の結果として (周波数 Fgr での周波数応答の低下による)、分周器 R20R1 とC15、および巻線 T180 の高い誘導抵抗によるものです。 約 25 MHz の周波数では、ULF 出力の電圧 (点 E) は、UMZCH 出力の電圧 (点 C) より 6 ° 遅れています。 ULF のコンデンサ C7 は 3 つの機能を実行します。 ULF 周波数補正を作成することに加えて、トランジスタ VT3、VT25 のカスケードで 4 MHz を超える周波数で並列チャネルを形成します。 VT7 エミッタからの信号は、コンデンサ CXNUMX (VTXNUMX と VTXNUMX をバイパス) を介して出力エミッタ フォロワ (ULF 入力レベルで) に供給され、ULF を通過する信号通過時間が短縮されます。 ここで、コンデンサ C22 による進み補正回路の役割があいまいであることを指摘する必要があります。 このコンデンサは、ULF 出力 (3 MHz 程度の周波数) での信号の位相シフトを低減しますが、メイン チャネルの出力での信号レベルは低下します (ポイント B)。 しかし、コンデンサ C22 は Fgr を超える周波数での増幅を高めるため、チャネルの過負荷特性が悪化して歪みが増加します。 したがって、C22 の使用は、高周波が不十分なトランジスタ (KT818、KT819 シリーズ) を使用する場合にのみ正当化されます。 他の場合には、チェーン R34、C22 を除外する必要があります。 したがって、UMZCH の出力 (ポイント C) の信号は実際には複合信号です。 動作周波数帯域の信号は、二次巻線 T1 を通って ULF から出力に渡されます。 高周波での ULF 歪みを抑制するための補償信号は、トランジスタ VT1、VT2、およびトランス T1 を経由します。 2 kHz の周波数におけるすべてのチャネル (DA1 DA20、ULF) のシーケンシャル ゲインは 160 dB に達します。 これにより、導入された FOS による誤差が 0,0001% 未満の値に減少します。 この誤差 (ポイント A の信号レベル) の小ささは、このジャーナルの読者には知られている I. T. Akulinichev [2] の方法を使用して、RF オペアンプ DA3 (ポイント D) による増幅後に視覚的に評価できます。 しかし、NF ループ内のゲイン マージンが大きいため、誤差は非常に小さく (1 mV 未満)、ほぼ線形です。 ただし、ここでは、共通線を含む信号回路内の干渉と寄生接続のレベルに注意する必要があります。 たとえば、周波数 1 kHz の OOS 回路内の電流 (要素 C2、C2、R5 ～ R20 を通る) は、精密回路 OP1 に対して数マイクロボルトのレベルで SCR ワイヤに電圧降下を引き起こします。 SCR のこのピックアップは直線的であり、危険はありません。 しかし、その貧弱さにもかかわらず、ピックアップは何千倍にも増幅され、オペアンプDA2の出力の信号レベルを大幅に増加させます。 CNF 回路の誤差の大きさを正確に観察するには、OP1 ～ OP4 から OP5 を閉じ、追加のアンプを 20 ... 40 dB だけ閉じて、すべてのステージで 20 つの共通ワイヤを使用する必要があります。 周波数 4 kHz の正弦波信号のオシログラムを図に示します。 75 出力電力 Pout = 2 W での UMZCH 動作中。 上から下へ: 1 mV のスケール分割で出力 DA1 (ポイント D)、0,5 V のスケール分割で出力 DAXNUMX (ポイント B)。 アンプの入力における高周波干渉はR1C1フィルタによって減衰され、そのコンデンサもRF OOS回路（R2 / R3 \u2d C1 / C7）に含まれています。 低抵抗 OOS 回路は、RF 干渉と寄生容量の影響を大幅に低減します。 抵抗 R9 および RXNUMX は、RF オペアンプの過負荷容量を効果的に増加させ、入力段の RF ゲインを大幅に低減します。 これらの対策を組み合わせることで、強力なトランジスタのカットオフ周波数での ULF 増幅を除く、周波数に近い周波数でのループ内増幅が大幅に低減され、高い過負荷特性が保証されます。 200 kHz 未満の周波数では、ゲインは比率 (R3+R4+R5)/(R1+R2) =10 によって決まります。 トランジスタ VT8、VT9 は、出力トランジスタのベースのバイアス電圧の安定化基準に従って、出力段 [3] の静止電流を安定させます。 電流過負荷の場合、トランジスタ VT5 および VT20 ～ VT22 は、要素 DD10 19 ～ DD1 1 で行われるジェネレータの 1 サイクルの間 (つまり、約 3 ミリ秒の間)、ULF (VT30 ～ VTXNUMX) をブロックします。
UMZCH の制御とチューニングは 100 MHz の帯域で実行する必要があります。 これを行うには、抵抗 R1 および R4 + R5 の抵抗を半分にして、OOS ループのカットオフ周波数を高めることをお勧めします。 その後、DA2 をオフにすることで (このためには、R10 の結論の 1 つをはんだ付け解除するだけで十分です)、ポイント C で、1 MHz を超える周波数での周波数応答の単調な低下を制御します。 必要に応じて、抵抗 R9 を増やしてメイン チャネル DA250 のゲインを下げます。その後、周波数 0,5 kHz の「蛇行」パルス信号が 250 V の電圧振幅で入力に印加されます。 1 kHz を超える周波数での UMZCH の出力電力は、メイン増幅チャネル (VT2、VT1) の出力段の電力に関連しているため、信号レベルが高くなります。 この場合、DAXNUMX 出力からのプリディストーション信号 (ポイント B) が最も有益であると考えられます。実際、これは OOS トラッキング ループ エラーを多重増幅した信号です。 ポイント B の信号は、指数に近い形状のインパルス特性を持つ必要があります。 正しく設定すると、パルスは比較的短く、パルスの前部は急峻で、下降は緩やかで滑らかになります。 いかなる場合でも、オシログラム上で共振や破損が観察されるべきではありません。 二重カットオフ周波数で測定された、UMZCH のさまざまなポイントでのパルス信号が図のオシログラムに示されています。 5、抵抗が4オームの抵抗負荷で作業しているとき - 図のオシログラム上。 6; 無効負荷（容量1μFのコンデンサ）を扱う場合 - 図のオシログラム上。 したがって、上から、分周値7VのDA2出力（D点）、分周値0,2VのDA1出力（B点）、UMZCH出力（C点）、ULF出力（E点）となります。分周値 2 V の場合 これらの波形の掃引速度は 5 µs です。
必要に応じて、まず ULF のゲインと補正 (要素 R35、R34、C22、C25)、優先デバイスの信号減衰係数 (R23、R32、C20、C21) を調整してから、マッチング デバイスを調整します ( C7、C8 および R22、C9 および R27、T1)、DA1 の出力 (ポイント B) で信号を確立する振動プロセスを除きます。 次に、DA10 の高い直線性 (滑らかさ) を備えた DA2 の出力におけるパルスの最小振幅の基準に従って、抵抗 R10 を接続して選択します。 その後、20 ～ XNUMX% 追加して金種を選択し、基板にはんだ付けします。 ULF 出力段の静止電流は、抵抗 R100 を選択することによって約 48 mA のレベルに調整され、ULF 阻止電流 (8 A) は R63、トランジスタ VT1 の静止電流 (200 mA) は R25 です。 最後に、30 ～ 300 kHz の帯域で大きな入力信号が過負荷になったときに ULF 励起が存在しないかどうか、UMZCH の動作がチェックされます。 ULF の励起は、その非常に低速および過負荷の特性、F^ の大きなゲイン、NF ループのカットオフ周波数が高すぎる、またはメイン チャネルの優先順位が不十分であることを示します。これは、コンポーネントが変更された場合に発生する可能性があります。 チューニング後、CNF ループのカットオフ周波数が復元されます。 構造と詳細 これは、OOS トラッキング ループの遅延時間、高周波でのゲイン、そしてその結果、さまざまな種類の寄生共振や歪みを抑制する効果を決定するメイン チャネルです。 したがって、DA1 には最も厳しい要件が課せられます。DA50 は無線周波数でなければなりません。つまり、高レベルの RF 信号および 1 オームの標準負荷で正しく動作する必要があります。 トランジスタ VT922 にも高い要求が課されるため、時間遅延も発生します。 したがって、高周波 (KT925、KT1 シリーズなど) である必要があり、その電流はオペアンプ DA1 で動作するのに十分です。 電流 VT200 (1 mA) が比較的小さいため、1 MHz を超える周波数での UMZCH 負荷インピーダンスは大きくする必要があり、フィルタ (インダクタ L1) の存在が必須です。 LXNUMX のもう XNUMX つの目的は、AC から UMZCH 出力 (点 C)、さらに OOS 回路への高周波振動の通過をブロックすることです。 CNF ループを閉じる頻度が非常に高いため、RF 上のメイン増幅チャネルと CNF 回路の物理的な長さは最小限にする必要があり、実装では RF デバイスの要件を考慮する必要があります。 オペアンプ DA2 の要件はそれほど厳しくありませんが、ノイズ、干渉、OOS の精度などのレベルを決定するのはプリアンプであるオペアンプ DA2 であることを強調する必要があります。 その結果、彼は「温室」環境で働くことを余儀なくされています。 条件は次のとおりです。入力回路 (R7) に比較的高抵抗の抵抗が存在し、周波数 Fzam に近い周波数でのオペアンプの過負荷が排除されます。 クラスAの低信号モードでのオペアンプの出力段の動作。 干渉を軽減するために、電源回路に別個の電源または RC フィルターが存在する。 設計では、信号 OP1 と電源回路 OP2 の共通配線を別々にすることが重要です。 「「グランド」の問題は非常に重要です。増幅段の信号は共通線に関連して決定されるからです [8]。信号部分または信号共通線での低周波干渉の誘導は、実際には同じです。したがって、回路 OP1 ～ OP4 はスクリーン内にある必要があり (ワイヤ OP5 でもあります)、必然的に別のワイヤで作成されます。オペアンプ DA2 のカスケードもシールドする必要があります。抵抗 R16 ～ R20 は回路を短くします。すべての OP を UMZCH ケースに閉じる共通点をバイパスする高周波電流のパス。 ULF 出力電圧全体がコンデンサ C2 に印加されるため、コンデンサ C250 の品質には高い要件が課されます。 したがって、吸収が低く、定格電圧が少なくとも1 Vである必要があります（欠陥のないものから-KSO、SGM）。 コンデンサC1は同じグループで使用することが望ましいです。 入力回路抵抗および OOS (R5 ～ R7) - MLT または OMLT。 マッチングデバイスのコンデンサC9〜C73 - K17〜XNUMXまたは小さなTKEを備えたセラミック。 励起を排除するには、トランジスタ VT8、VT9 を VT6、VT7、および VT10 ～ VT13 に近接して配置する必要があることに注意してください。 アンプが励磁されるときは、抵抗 R47 ～ R49 および R51、R53 の抵抗値を 4 倍にするか、[XNUMX] で使用したものと同様のバイアスを適用することをお勧めします。 ULF 要素ベースには他の要件はないため、他のスキームに基づいて実装することが可能です。 ただし、より高度な (つまり、広帯域でマルチチャンネル!) 回路と素子ベースを優先する必要があり、いかなる場合でも過負荷特性のためにゲインを強制すべきではありません。 VT120-VTT14 カスケードでトランジスタ KT9、KT8101 を使用し、コレクタ電流 VT8102 を 1 mA に増やすことで、回路を変更せずに UMZCH の出力電力を 250 W まで増やすことができます。 前述したように、ULF は、最大 40 cm の距離でメイン UMZCH チャネルから除去できます (指定されたコンポーネント値の場合)。 筆者の場合、ブレッドボード版では、抵抗R23とトランスT1からULFまでの配線の長さは30cm、逆に、エミッタVT1からR23までと素子C7、R22からの導体の長さは1cmです。変圧器 TXNUMX への影響は最小限にする必要があります。 コイル LI、L2 は、直径 12 mm のフレームに巻かれており、直径 11 mm の SEW ワイヤが 1 回巻かれています。 トランス T1 は同じフレームに巻かれています。 一次巻線には PEV 30 の 0,3 ターンが含まれ、二次巻線には 15 PEV 1 mm が含まれています。 一次巻線を二重線で二次巻線のターン間に巻くことをお勧めします。 10 ... 12 mm の PEV ワイヤを 0,3 ～ 0.4 本束ねて変圧器を巻くとさらに良いでしょう。そのうちの 30 つは直列に接続され、一次巻線 (15 ターン) を形成し、残りのワイヤは並列に接続され、二次巻線 (XNUMX ターン) を形成します。 もちろん、高品質の UMZCH には、電流と電圧に関するアンプの過負荷の表示、UMZCH の出力の「ゼロ」を安定させるためのデバイス、配線抵抗の補償、およびスピーカー保護が必要です [4] 、8]。 最後に、この記事の作成にご協力いただいた A. Sitak (RK9UC) に感謝いたします。 文学
著者: A.Litavrin、ベレゾフスキー、ケメロヴォ州
タッチエミュレーション用人工皮革
15.04.2024 Petgugu グローバル猫砂
15.04.2024 思いやりのある男性の魅力
14.04.2024
▪ TCA9554 - I2C バス用のデジタル ポート エクスパンダ ▪ 大豆車
▪ 記事 人肉食の禁止後、アステカ人はどのようにして儀式用スープの人間の肉を置き換えたのでしょうか? 詳細な回答 ▪ 記事 赤外線による自律型防犯装置。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典 ▪ 記事 ポケットステレオアンプ。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
ホームページ | 図書館 | 物品 | サイトマップ | サイトレビュー
www.diagram.com.ua |
他の記事も見る セクション 
科学技術の最新ニュース、新しい電子機器：
このページのすべての言語