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無線電子工学および電気工学の百科事典 コンテストトランシーバー。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
エンジニア、芸術家、元パイロット、乗組員指揮官であるウラジーミル・ルブツォフ（UN7BV）の名前は、1993 年に出版を開始した KV ジュルナルの読者にはよく知られています。ウラジーミルは自由時間をすべてアマチュア通信機器の設計と開発に費やしています。空気。 彼は十数冊の雑誌出版物、『アマチュア無線トランシーバー装置 UN7BV』の著者です。 今日は、彼の最新開発の XNUMX つである「CONTEST」トランシーバーを紹介します。 アマチュア無線機の設計に携わるアマチュア無線家は、機器の構成計画、特にその中間周波数を選択する際、この選択を決定する伝統的な要素とともに、まったく普通のものではないように見えます。 これらには、無線コンポーネントのコスト、CIS 諸国における特定のコンポーネントの普及状況とそれらを購入できる能力、または一般に、（価格を考慮して）良質な輸入機器を購入して、示された問題を解決する機会が含まれます。問題。 今回紹介したトランシーバー「CONTEST」では10,7MHzのIFを使用しています。 WARC を含むすべてのアマチュア帯域で動作するように設計されたデバイスでの使用は、5,5 MHz および 14 MHz 帯域に影響を受けるポイントが存在することと、構築の複雑さのため (たとえば、21 MHz IF と比較して) 最適ではありません。 VFO。 しかし、CIS 諸国では 10,7 MHz の周波数の石英フィルターが普及しており、その価格が安いため、この選択を支持する重大な議論となりました。 このような IF を使用する場合の上記の「マイナス」は、適切な回路ソリューションを使用することでトランシーバーで排除されました。つまり、上記の範囲で IF より上の GPA 周波数を選択し、その後 IF パスで側波帯「フリップ」を選択します。 トランシーバーの主な技術的特徴:
トランシーバーのブロック図とノードの接続図を組み合わせたものを図に示します。 1、ノードの概略図 - 図2。 17-12. このデバイスは、12 つの固定中間周波数と逆増幅パスを備えたスーパーヘテロダインです。 動作電圧 +68 V (RX) と +69 V (TX) は、それぞれ VD1 ダイオードと VD11 ダイオードのカソードから得られます (図 12)。 リレー K16、K17、K2、および K1 は、トランシーバーを受信モードから送信モードに、またはその逆に切り替えるために使用されます。 青色のカラー フィルターを備えた HL1 白熱灯は、トランシーバーがオンになっていることを示し、スメーター PAXNUMX スケールを照らすように設計されています。赤色のカラー フィルターを備えた HLXNUMX ランプは、デバイスが送信モードであることを示します。
リレー K13、K14 およびスイッチ SB2 (「UP」) は水晶フィルターを狭帯域モードに切り替え、押しボタン スイッチ SB4 (「CW」) はトランシーバーを電信モードに切り替え、SB5 (「VOX」) - 電話音声制御に切り替えます。モード。 SB6 (「RX」) ボタンは受信モードで使用します。 押されていない場合 (つまり、図 1 に示す位置にある場合)、SA6 プッシュ トゥ トークを使用して SSB を送信することができます (すべてのモードでトランシーバーを送信モードにするために使用されます)。 SB6 が押されていない場合)。 ボタンが押されると、トランシーバーも受信モードになり、SSB モードで PTT を使用して送信することはできません。ただし、電子電信キーのトーン ジェネレーターを使用して、VOX システムを介して電信を操作することができます。 ボタンSB7「調整」。 (「セットアップ」) トランシーバーはセットアップ モードになります。 同時にTXモード（PTTを押さずに）に切り替わり、同時に電信局部発振器が定常放射モードでオンになります。 スピーカドライバＢＡ１からは周波数約１ｋＨｚの音が聞こえる。 SB1 ボタンは、PTT を使用せずにトランシーバーを送信モードに移行するために使用されます。CW と SSB の両方で動作することができます。 SB1ボタンでデチューニングモードをオンにし、可変抵抗器R203で周波数を変更します。 リレー接点 K17.1 は追加のパワーアンプの制御に使用され、K17.2 - +12 V (RX) および +12 V (TX) の動作電圧を生成し、リレー接点 K15.2 および K15.3 - パワーアンプの制御に使用されます。逆IF。 スイッチ SB9 は、AGC システムを無効にするために機能します。 可変抵抗器 R204 は CW モードでのトーンジェネレーターのセルフリスニングのレベルを調整し、抵抗器 R201 - 送信用のゲインを調整します。
受信モードでは、XW1 アンテナ ソケット (図 1) からの RF 信号は SWR メーター (図 2、端子 40、41) を介して P ループ L16 (図 3、端子 52) に入り、端子を通過します。 6、リレー接点K11.1、コンデンサC55およびレンジスイッチのセクションSA1.3（図4） - L8C63回路に接続され、トランジスタVT7、VT8の双方向（反転）カスケードによって増幅されます。
考慮されているモードでは、RF 信号はトランジスタ VT8 を介して L67 から C8 への方向に通過し、送信モードでは、トランジスタ VT67 を介して C8 から L7 への方向に通過します。 RX モードから TX モードへのカスケードの移行は、ピン 12 (RX) と 10 (TX) に +9 V の電圧を印加することによって実行されます。 この場合、回路に従ってトランジスタVT8は共通ソースに接続され、VT7は共通ベースに接続されます。 その結果、両モードのステージの入出力抵抗は、L8C63回路側が高く、コンデンサC67とそれに続くダイオードバランスミキサ側が低くなり、入力/出力のマッチングに好影響を与えます。隣接する段の出力抵抗。
インダクタL7および抵抗R9を介したトランジスタVT33のエミッタとソースVT8との接続は、ソースから小さな正の電圧が供給されるため、RXモードで非動作状態のトランジスタVT7を閉じることに寄与します。このモードで動作する VT8 の動作。 送信モードでは、終了プロセスが逆になります。 AGC 電圧は、RX モードでは第 8 ゲート VTXNUMX に印加され、TX モードでは負極性の閉電圧となります。 トランジスタ VT8 のドレインから、コンデンサ C67 を介して増幅された RF 信号がダブルブリッジ平衡ミキサに供給されます (図 5)。 これは、18 つのダイオード ブリッジ (VD21-VD22 および VD25-VD3)、変圧器 T4、T40、および抵抗 R41、R4 で構成されます。 後者の存在により、比較的高い局部発振器電圧（実効値 XNUMX V）でダイオードのスイッチング モードを実装し、電圧の開始半波中にダイオードを流れる電流を最大許容値に制限することが可能になります。
説明したノードは、高い局部発振器電圧と高レベルの入力信号抑制により広いダイナミック レンジを提供できるハイレベル ミキサーのオプションの 3 つです。 このようなミキサーの利点には、入力回路とヘテロダイン回路の良好なデカップリングとその可逆性、つまり異なる信号経路方向で動作する能力も含まれます。 GPA 信号は変圧器 T20 の巻線の 26 つ (ピン 100) に供給され、RF 信号はピン 4 とコンデンサ C10,7 を介して変圧器 T102 の XNUMX つの巻線の接続点に供給されます。 受信モードの XNUMX MHz IF 信号は、その XNUMX 番目の巻線から取り出され、コンデンサ CXNUMX とともに IF 事前選択フィルタを形成します。 このフィルタから、コンデンサ C101 を介して、IF 信号がトランジスタ VT9 ～ VT11 で構成される双方向増幅器の入力に供給されます。 受信モード（コンデンサC101からC103への信号の通過）では、カスコードアンプはトランジスタVT9とVT10で動作します（最初のものはソース接地回路に従って接続され、103番目はベース接地回路に従って接続されます）。送信モード（C101からC11への信号の流れ） - 9つのトランジスタVT131。 このような回路設計により、両方のモード (RX と TX) で IF 信号の必要な増幅を得ることができます。 最初のケースでは、IF ゲインを調整するために、AGC システムまたは抵抗 R26 から (VT9 トランジスタのカスケードを介して) 制御電圧が VT202 トランジスタの 41 番目のゲートに供給されます。 ＴＸモードでは、このゲートＶＴ９は、デジタルスケール上に位置するトランジスタＶＴ４１、ＶＴ４２に基づく発生器によって生成される、抵抗器Ｒ２０２を介して負極性の閉電圧を受け取る。 RX モードでは、同じ閉電圧が 42 番目の VT11 ゲートに印加されます。 送信モードでは、抵抗 R201 からゲイン制御電圧 (DSB) を受信します (図 1 を参照)。 フィルタ L11C106 (図 5) によって選択された IF 信号は、結合コイル L12 とコンデンサ C103 (ピン 21 から) を介して、6 結晶ラダー フィルタ (図 17、a、ピン 13.1) に入ります。 SSB モード (接点 K14.1、K2,4 が開く) では、帯域幅は 0,8 kHz、CW モード (接点が閉じる) では 38 kHz です。 抵抗 R39、RXNUMX は「ベル」効果を除去するために使用されます。
主な選択要素として、図に示す他のスキームに従って作成された石英フィルターを使用できます。 6: たとえば、帯域幅 2,5 kHz の 6 クリスタル ラダー (図 6、b)、6 クリスタル ブリッジ (図 10,7、c)、または 2 クリスタル (図 3、d)。 最後の XNUMX つのフィルターでは、水晶共振器を別の周波数 (XNUMX MHz に近い) で使用することもできますが、次の条件を満たす必要があります。すべての上部 (回路による) 共振器の周波数は同じであり、異なるものである必要があります。低い周波数（これも同じ）は XNUMX ...XNUMX kHz です。 水晶フィルタの出力 (ピン 19) から、IF 電圧が双方向アンプ (VT12、VT5) の一部である電界効果トランジスタ VT12 (図 13) のゲートに印加されます。 このカスケードは、(両方のモードで) 上で説明したものと同様に機能しますが、13 番目の (バイポーラ) トランジスタが存在しない点のみが異なります。 結合コイル L114 を介して L14C26 フィルターによって選択された IF 信号は、両方のモード (RX および TX) でも使用される 30 番目の平衡リング型ダイオード ミキサー (VDXNUMX ～ VDXNUMX) に供給されます。 VT10,7 トランジスタ (図 30) で作られた基準局部発振器からの 7 MHz の周波数の信号は、端子 24 および素子 C122、R63、R61、R64 を介してミキサーに接続されます。 これは、トリミング抵抗 R63 (大まかに) とコンデンサ C121 の静電容量の選択によってバランスが取れています。
ミキサー出力から、C123R65C124 フィルターによってフィルターされた AF 電圧が、コンデンサ C126 とピン 30 を介して、トランジスタ VT32、VT14 で作られた AF カスコード プリアンプの入力 (ピン 15) に供給されます (図 8)。
カスケードは、バランスミキサーの出力インピーダンスおよび AF パワーアンプの入力インピーダンスとよく一致しており、十分に大きなゲインを提供します。 トランジスタ VT14 のコレクタから、ボリューム コントロール (可変抵抗器 R74) を介して、AF 信号は、DA1 チップ上に組み込まれた AF パワー アンプの入力に供給されます。 受信モードでは、抵抗器 R77 はリレー K17.1 の接点によって閉じられます (図 1 を参照)。これにより、カスケードのゲインが最大になります。 送信モードに切り替えると、リレー接点が開き、抵抗R77がマイクロ回路の出力段のトランジスタのエミッタ回路に接続されます。 その結果、ゲインが低下します。 RX モードで必要なゲインは、抵抗 R78 を選択することによって設定され、TX モードでは抵抗 R77 を選択します。 ピン 35 を介して、パワーアンプの入力には、自聴用の電信キーからの電圧が供給されます (そのボリュームは、図 204 に示す可変抵抗器 R1 によって調整されます)。 アンプの出力 (ピン 38) から、AF 信号は電話機に送られるか、同時に電話機と BA1 スピーカー ヘッド (SB3 スイッチの位置に応じて) に送られ、さらに (SB9 スイッチの位置に応じて) AGC ユニットにも送られます。 SB9スイッチ）とアンチVOXシステム（図60、結論81）。 負荷抵抗器 RXNUMX は、高レベル信号が入力に現れた瞬間にスピーカー ヘッドと電話機の電源をオフにする際にマイクロ回路が故障するのを防ぎます。 送信モードでは、BM1 マイク (図 10) からの AF 信号はチョーク L17 とコンデンサ C191 を介して抵抗 R148 に送られ、そのエンジンからオペアンプ DA2 の非反転入力に送られます。 インダクタは、入力への高周波干渉の漏れを防ぎます。 増幅された信号は接点 K16.1 を介してバランス ミキサー (ピン 80 から 31) および VOX 音声制御デバイス (ピン 79 からピン 58) に供給されます。その回路を図に示します。 9. バランスミキサー (図 5、VD26 ～ VD30 を参照) では、搬送波周波数が抑制され、L13C114 DSB 回路によって選択された信号が VT13 トランジスタのカスケードによって増幅されます。 メイン選択フィルタ (図 6 を参照) は 11 つの側波帯を選択し、搬送波の残りの部分を抑制します。 IF からさらに離れた変換副産物は、L106C11 回路によって抑制されます。 生成された単側波帯信号は、VT18 トランジスタのカスケードによって増幅され、そのドレインからダブル ブリッジ バランス ミキサー (VD21 ～ VD22、VD25 ～ VD26) に供給されます。 このモードでは、RX モードと同じように動作しますが、信号の流れの方向が逆になります。 ピン 7 から取得された信号は、VT4 トランジスタ (図 8 を参照) によって増幅され、L63CXNUMX 回路によってフィルタリングされます。
さらに、動作周波数の信号（スイッチSA1を使用して選択した範囲に応じて）は、コンデンサC57および出力8を介して送信機電力増幅器の入力に供給されます（図3を参照）。 プリアンプ(VT17)、出力カスコードアンプ(VT19、VT20)、それらを整合させるエミッタフォロワ(VT18)の6段で構成されています。 カスコード出力段は出力インピーダンスが高いことが知られており、この場合、T158 トランスによってさらに出力インピーダンスが増加します。 このような回路設計により、KPI の出力 P 回路 (C159、CXNUMX) で比較的小さな静電容量を使用することが可能になり、出力での信号のより高いスペクトル純度が得られるとともに、接続の臨界性が低くなります。指定された回路のワイヤをその長さに合わせて延長します。 変圧器 T6 の巻線 II からの RF 信号は、端子 50、7 (図 4 を参照)、コンデンサ C56、リレー接点 K11.1、端子 6、51 (図 3 を参照) を介して P 回路 L16C158 ～ C166 に入り、そこから、ピン 52、SWR メーター (図 2、ピン 41、40 を参照)、およびソケット XW1 (図 1 を参照) を介してアンテナに接続します。 適用された SWR メーター (図 2 を参照) を使用すると、フィーダの動作モードを制御したり、直流電圧によってトランシーバーの出力電力を評価したりできます。 10 ～ 200 W の送信機電力で使用でき、エネルギー損失は 1% を超えません。 このような SWR メーターの重要な利点は、すべての HF 帯域で同じ感度が得られることです。 制御電圧は SWR メーターで生成され、アンテナ フィーダーでの高い SWR から送信機のパワー アンプを保護します。 この電圧は抵抗器Ｒ８６から取り出され、端子４３、４５を介して調整トランジスタＶＴ１６のベースに供給される（図３を参照）。 逆波電圧が高くなると、VD86 ツェナー ダイオードと VT43 トランジスタが開き、後者のコレクタとそれに直流的に接続されている VT45 電界効果トランジスタの 16 番目のゲートの電圧が低下し、パワー アンプのゲインが低下します。ほぼゼロです。 GPAの概略図を図に示します。 11. 発電機自体はトランジスタ VT1 で作成されます。 VD2R9 パラメトリック電圧レギュレータとデカップリング要素 C22、R1、C24、C242 は、電源回路内の RF 電圧の漏れを防止し、過渡現象 (受信から送信への切り替え) 中に発生する電源電圧の小さな変動に対して出力信号パラメータの安定性を高めます。 、 およびその逆）。 抵抗 R4 は、後続ステージからのジェネレータのデカップリングを改善します。 広帯域 RF アンプはトランジスタ VT2 に組み込まれています。 ゲート回路の低い静電容量とカスケードの高い入力インピーダンスは、発電機を他のカスケードから適切にデカップリングするのに役立ちます。 範囲1,8; 14 MHz と 21 MHz では、GPA アンプには帯域幅 5 ... 7 MHz の 37 次の楕円ローパス フィルター L43-L11,3C18,8-C2 がロードされ、残りの部分には同様のフィルター L4-L30C36-C7 がロードされます。帯域幅は 10,5 ... 1 .35 MHz です。 スイッチSA3によるレンジ変更と同時にフィルタも切り替わります。 すべてのスプリアス信号成分は 4 dB 以上抑制されます。 フィルタの出力から、信号はトランジスタ VTXNUMX、VTXNUMX 上のダブラ アンプの入力に供給されます。 このカスケードの動作モードの切り替えは、スイッチングユニットによって制御されるリレーK9.1の接点によって実行されます（図12）。
1,8 MHz と 18 MHz の範囲では、カスケードは増幅器として動作し、それ以外の範囲ではダブラーとして動作します。 増幅モードに切り替えると、VT3 コレクタがオフになり、抵抗 R4 が並列に接続されることによりベース回路に追加の正極性電圧が供給されるため、VT19 トランジスタが線形増幅モード (クラス A) に切り替わります。 R18。 周波数倍増モードでは、入力トランス T1 からの信号が逆位相で両方のトランジスタのベースに入力されます。 同時に、それらのコレクタは互いに接続され、変圧器 T2 の入力巻線に負荷がかかります。 GPA 出力信号は二次巻線 T2 の半分から取得され、トランジスタ VT5 と VT6 にデジタル スケールを備えたケーブル デカップリング アンプが巻線全体に接続されています。 100 kHz ... 50 MHz の周波数帯域におけるこのカスケードのゲインは約 10 です。RK-75 同軸ケーブルのセグメントによってデジタル スケールに接続されています。 抵抗器 R29 はデジタルスケール (同軸コネクタ上) に取り付けられています。 このようなアンプの使用と、近代化を目的としたデジタルスケールの対策により、33 MHz および 14 MHz で動作する場合に必要となった周波数測定の上限を 21 MHz まで移動することが可能になりました。選択したトランシーバー構築スキームのバンド。 表1
離調システムには、VD1 バリキャップ、抵抗 R7、R8、コンデンサ C16、C18、C19 が含まれています。 SB1ボタン(図1参照)でONし、可変抵抗器R203で周波数を変更します。 必要なストレッチの度合いは、スイッチングユニットのレンジスイッチによって制御されるリレー K5 を使用して自動的に維持されます (図 12)。 さまざまな範囲で GPA によって生成される振動の周波数間隔を表に示します。 1. スイッチング ユニット (図 12) を使用して、GPA (リレー K1 ～ K4、K6、K8、K10) でレンジを切り替え、L1 コイルを切り替えてさまざまなレンジ (K5) で適切なストレッチを取得し、動作モードを切り替えます。 GPA でダブラーアンプの が変更され (K9)、水晶共振器を切り替えて、基準水晶局部発振器 (図 14、K21 を参照) で 7 および 7 MHz の範囲の動作側波帯を取得し、論理 0 を形成します。カウンタに各種数値を書き込むためにデジタルスケールを切り替えるときに使用する制御信号です。 VOX および anti-VOX 音声制御システムの概略図を図に示します。 9. マイクアンプのピン 79 からの入力信号は、ピン 58 と同調抵抗 R118 (VOX システムの感度を調整します) を介して、トランジスタ VT23 で作られる AF アンプの入力に供給されます。 ダイオードVD36、VD37には信号整流器が、トランジスタVT22、VT21には電子キーが組み込まれています。 コマンドリレーＫ１５はＶＴ２１コレクタ回路に含まれる。 AFアンプの出力（ピン21）からのアンチVOX信号は、コンデンサC15（図58を参照）を介して、トランジスタVT240で作られたAFアンプの入力（ピン1）に供給されます。 R60R24 分圧器を介して VD38、VD39 ダイオードによって整流された電圧は、VT120 トランジスタのベースに供給されます。 受信モードでは、コンデンサC119の下側（図によると）出力は、リレーK22の接点によってデバイスの共通線に接続されます。 トランシーバーが送信モードに切り替わると、このコンデンサはオフになります。これにより、両方のシステム (VOX とアンチ VOX) の入力に近い大きさの制御信号が存在する場合の K177 リレーの接点のバウンスを排除するのに役立ちます。 。 図上。 図１３は、ＡＧＣシステム、Ｓメータおよびパワーメータ（ＰＭ）の概略図を示す。
SA58 AGC スイッチ (図 13 を参照) を介した AF アンプの出力 (ピン 1) からの信号は、電圧倍増回路に従ってダイオード VD68、VD41 に組み立てられた AGC 整流器の入力 (ピン 42) に供給されます。 ＡＧＣ動作遅延時間は、コンデンサＣ１３５の容量と抵抗Ｒ１３４の抵抗値によって決まる。 抵抗器Ｒ１３２を介した整流された電圧は、トランジスタＶＴ２６上のＤＣ増幅器の入力に供給される。 そのエミッタ回路には、PA135 微小電流計、シャント抵抗 R134、ブロッキング コンデンサ C132、および VD26 ダイオードが含まれており、スケールの端に非線形セクションが生じるため、測定限界が拡張されます (これは高レベルを制御するために必要です)信号）。 トランシーバー出力パワーメーターは、VT1 トランジスタに組み込まれています。 135 個の SWR メーターの出力から取得された信号がそのベースに供給されます (図 183 を参照)。 スイッチ SA40 が（図に従って）上の位置に設定されている場合、RA25 デバイスは逆波電圧の大きさを表示します。 抵抗 R44 ～ R2 は離調システムで使用されます。 基準となる水晶局部発振回路を図に示します。 7. 容量性 30 点回路に従って VT7.1 トランジスタ上に組み立てられます。 水晶振動子 ZQ10、ZQ11 の 14 つは、リレー K21 の接点を備えた基本回路に含まれています。 その結果、10,703 MHz と 10,7 MHz の範囲では、ジェネレーターは周波数 18 の正弦波発振を生成し、残りの範囲では 207 MHz を生成します。 L19C88回路はトランジスタのコレクタ回路に含まれています。 カップリングコイル L24 からの出力信号はピン 26 を介してバランスミキサー VD30 ～ VD5 の入力 (ピン XNUMX) に供給されます (図 XNUMX)。 図上。 図１４は、ＶＴ２８電界効果トランジスタ上に組み立てられた電信水晶局部発振器の概略図を示す。 周波数 14 MHz の ZQ28 共振器は、ゲートと共通ワイヤの間に同調コンデンサ C9 と直列に接続されています。 後者は、電信局部発振器の周波数を主選択水晶フィルターの通過帯域の中央に設定するように設計されています。 コンデンサ C10,701 は、電信モードで必要な送信電力を得るために必要な、後続のカスケードと発電機の接続の深さを選択します。
電子キーは VT29 トランジスタで作られています。 コンデンサ C199 と C200 は、電信メッセージの前部と後部を滑らかにします。 トランジスタのベース (ピン 85) は電子キーの出力 (ピン 74) に接続されています (図 15)。 ピン 84 (図 14) は、設定モードで発電機をオンにするために使用されるほか、SA5 マニュアル キー (図 1 を参照) で操作するときに発電機を操作するために使用されます。 電子電信キー（図15）は、CMOS DD1-DD3マイクロ回路とVT27トランジスタのすでに古典的なスキームに従って作られています。 DD1 チップ上には、調整可能な繰り返しレートを備えた制御パルス発生器 (R140 は送信レート コントローラ) が組み込まれ、トリガ DD2.1 および DD2.2 (それぞれドットおよびダッシュ シェーパ) が DD3.1 要素に組み込まれています。追加デバイス、DD3.2-DD3.4 上 - AF 信号発生器、VT7 上 - エミッターフォロワ。
キーは次のように機能します。 SA3 マニピュレータの中立位置では、要素 DD1.2 (ピン 6) の下側 (図によると) 入力と上側 DD1.3 (ピン 8) が抵抗 R141 を介して論理レベル 1 で通電されます。したがって、ジェネレータは禁止されます (トリガー DD2.1 の入力 C - 論理レベル 0)。 入力 R にトリガー DD2.2 論理レベル 1 が存在するため、その反転出力 (ピン 12) の電圧は同じレベルになります。 マニピュレータが (図によると) 左の位置 (「ポイント」) に移動すると、要素 DD1.2、DD1.3 の上記の入力が共通のワイヤに接続されます (これは論理 0 を適用するのと同じです)。 、発生器が励起され、そのパルスがトリガー DD2.1 の入力 C に供給されます。 DD3.1素子を介して後者によって形成された「ポイント」は、トランジスタVT27のベースに入り、そのエミッタから電信局部発振器の主要なトランジスタVT29のベースに達します（図14）。 同時に、「ポイント」が DD8 要素の入力 (ピン 3.3) に供給され、それによって AF ジェネレーターの動作が可能になります。 このときのトリガDD2.2は、抵抗R1を介してその入力Rに印加される論理レベル147によって元の状態に保持される。 要素 DD3.1 は、マニピュレータの対応する接点の接続が短い場合でも、通常の持続時間の「ポイント」の送信を提供します。 マニピュレータが（スキームに従って）右の位置（「ダッシュ」）に移動すると、パルス発生器とトリガー DD2.1 は「ドット」を形成するときと同じように機能します。 ただし、この場合、トリガー DD2.2 の入力 R には論理 0 のレベルが設定され、トリガー DD2.1 のパルスの作用によりその状態が変化します。 両方のフリップフロップの出力からのパルスは要素 DD3.1 によって合計され、「ダッシュ」を形成します。 前のケースと同様に、DD3.1 では、マニピュレーターの接点が短く閉じられた場合でも、ダッシュの送信が保証されます。 このキーは、すべての伝送速度で標準モールス符号パケットを生成します。 電子デジタルスケールの概略図を図に示します。 16. 実際、これは V. Krinitsky が [1] で説明したデバイスをわずかに修正したバージョンです。 近代化は主に入力部分に影響を与えました。いくつかの抵抗器の値が変更され、保護ダイオードが除外され、K155LA3 マイクロ回路が K131LA3 (DD4) に置き換えられました。 これらの対策により、DD5 マイクロ回路の入力でより「明確な」パルス (蛇行) が形成されるようになり、その結果、動作周波数範囲の上限が 33 MHz まで上昇しました。
水晶発振器 (DD6.3) は 100 kHz の共振器を使用しています。これにより、分周器内の超小型回路の数が削減されただけでなく、デジタル スケールの動作中のスプリアス放射が減少し、その結果、トランシーバーの全体的なノイズレベル。 カウンタには、ピン 107000 に論理 101 レベルがある場合は 0 という数値が含まれ、論理 893000 レベルに変化すると 1 という数値が含まれます。これは、10,7 MHz の IF での正確な周波数読み取りに必要です。 電圧コンバータ (VT41、VT42) とスタビライザー (VT40) には、より強力なトランジスタ KT630B および KT608A が使用されています。 さらに、-10 V の負極性電圧源が、T8 変圧器の V 巻線、VD64-VD67 整流器ブリッジ、および R194VD63 パラメトリック電圧レギュレータで構成されるこれらのデバイスの最初のデバイスに導入されました。 この電圧は、トランシーバーの非動作ステージ (ピン 105) を閉じるために使用されます。 トランシーバ電源 (図 17) には、T7 トランス、47 つの整流器 (VD50 ～ VD51 および VD54 ～ VD1)、および 31 つの電圧レギュレータ (DA33、VT34 ～ VT35 および VT40、VT20) が含まれています。 このユニットは 9 つの電圧を生成します。非安定化 +12 および +55 V は送信機のパワー アンプとリレー巻線にそれぞれ電力を供給します。安定化 +96 V はデジタル スケールと電信キーに電力を供給します。安定化 +20 V は他のすべての段に電力を供給します。 30 ～ XNUMX V の電圧が、VDXNUMX ダイオード (ピン XNUMX) を介して外部 DC 電源から供給されます。
トランシーバーには、固定抵抗器 MLT、変数 SP3-9a および SPO-0,5、コンデンサ KT、KM、K50-6 など、広く使用されている部品が使用されています。 デュアルブロックKPE S158S159 - トランジスタラジオ「アルピニスト」、コンデンサC63 - KPV-125またはKPV-140。 スイッチ SA1 - ビスケット 11P7N-PM、SA2 - マイクロ スイッチ MP9 (MP10、MP11)、SA4 - マイクロ トグル スイッチ MT1、SB1 ～ SB9 - P2K。 リレー K1-K4、K6、K8、K10 - RES60 (パスポート RS4,569.436 または RS4.569.435-00)、K5、K13、K14 - RES49 (RS4.569.423 または RS5.569.421-00)、K7、K9、K11、 K12、K16 - RES15 (RS4.591.001 または RS4.591.007)、K15 - RES22 (RF4.500.131、RF4.521.225、RF4.523.023-00、RF4.523.023-07、RF4.523.023-09)、K17 - リード スイッチRES54A(HP4.500.011-01)。 KP350B の代わりに、KT306B ～ KT316A または最小スループット容量の同様のトランジスタの代わりに、KP339 シリーズのトランジスタを使用できます。 トランジスタ KT660B は、KT603B、KT608B と互換性があります。 パワーアンプには、KT603Bの代わりに、KT608B、KT660Bを使用することも可能です。 KT201A トランジスタは、KT208、KT306A、KT306B シリーズのデバイス - KT342 (任意の文字インデックス付き)、KT312B - KT306、KT342 シリーズのトランジスタ、および P216 - P217 と互換性があります。 D223の代わりに、KD503、KD522シリーズのダイオードを使用できます。 K176 シリーズのチップは、K561 シリーズのアナログと交換可能です。デジタル スケールの K131LA3 の代わりに、K155LA3 チップを使用できますが、最大動作周波数に応じて選択する必要があります (スケールは、次の環境で確実に動作する必要があります)。 21MHz範囲）。 トランシーバーは、公称電圧 10 V の小型白熱ランプを使用します。VA1 スピーカー ヘッドは 2GD-36 (8 オーム) です。 トランシーバーのコイルとトランスの巻線データを表に示します。 2。
コイルL8、L16（セラミックフレームに巻かれている）とRFトランスT6の設計を説明する図を図18に示します。 19、20、2。 コイルトリマー L7-L11、L14-L18、L19、L19725 - フェライトネジ GOST 74-6。 RF トランス T2 の磁気回路は 20 つの同一の部品 10 (図 6) で構成されており、それぞれの部品はサイズ K5x20x1 の 3 個のフェライト リングで形成され、Mars 接着剤で潤滑されたケーブル ペーパーのストリップで固定されています。 上から（図0,35に従って）、クリップ2を同じ接着剤で得られた紙管に置き、クリップ4を底に置き、その後、巻線をMGTF 5 mm 3 ワイヤーで巻きます。 次に、ブロック10,5を下部クリップに接着し、事前に開けられた穴に巻線リードを通し、プレート1,5をそれに取り付けます（直径1 mmで厚さが薄い穴がない点でクリップ3とは異なります）。 5mm）。 詳細9、10〜30はグラスファイバー製です。 インダクタ L5、L15 (インダクタンス - 20 μH + 22%)、L160 および L5-L0,2 (7 μH + 40%) - 統一 DM-2。 ネットワークトランス T0.470.025 - 220 V の一次巻線と 18 V の XNUMX つの二次巻線を備えた TS-XNUMX-XNUMX (afXNUMXTU)。
トランシーバーの確立を開始したら、すべてのノードとノード間の接続に短絡がないか注意深くチェックしてください。 セットアップは受信モードで開始され、電源の動作性をチェックし、アイドル時に必要な出力電圧を設定します（すべてのノードが無効になります）。 その後、すべての接続が復元され、局部発振器の調整に進みます。 基準水晶局部発振器（図7を参照）の調整は、両方の共振器ZQ18とZQ10で安定した生成と出力での最大発振振幅が順に得られるまで、L11コイルのインダクタンスの選択に減らされます。 制御には、高抵抗の高周波電圧計、あるいは周波数計だけでなく広帯域オシロスコープも使用されます。 水晶電信局部発振器の性能は、CW モードでチェックされます (この場合、電源電圧はピン 82 に印加されます (図 14 を参照))。 端子 84 がコモンに接続されると、発電機が通電するはずです。 前の場合と同じ機器を使用して出力電圧を制御し、コンデンサ C196 を使用して発電機を主選択水晶フィルタの通過帯域の中心周波数に調整します (図 6 を参照)。 トリマー コンデンサ C201 は、トランシーバーの完全な同調が完了した後、CW モードで出力電力を調整します。 平滑レンジ発生器（図 11 を参照）の調整は、同調コンデンサ C21 の静電容量を変更し、必要に応じてコンデンサ C1 を選択することによって 12 MHz レンジ（表 5）を設定することから始まります。 同様に、コンデンサ C1 と C8、C2 と C9 などの静電容量を選択することにより、必要な境界やその他の範囲に収まります。 周波数の温度安定性を高めるために、各コンデンサ C1 ～ C7、および C5、C15、C17、C20、C21、C23 を、容量がほぼ同じで容量が異なる XNUMX つのコンデンサで構成することをお勧めします。 (ネガティブおよびポジティブ) TKE。 次に、トランジスタ VT2 にカスケードを確立します。 一時的に抵抗器 R11 を 1 kΩ の可変値に置き換えて (接続線はできるだけ短くする必要があります)、トランジスタのドレインで最大信号電圧が得られるまでその抵抗を選択します。 その後、可変抵抗器の導入部分の抵抗値を測定し、定格に近い一定のものに置き換えます。 ローパスフィルター (LPF) L2-L4C30-C36 および L5-L7C37-C43 の設定は、最初のケースで均一な周波数応答が得られるまで、それらに含まれるコイルのインダクタンスの選択 (トリマーの回転) に限定されます。周波数帯域7 ... 10,5、および11,3番目の周波数帯域 - 18,8 ... 11 MHz。 最初の LPF のカットオフ周波数は 19,3、XNUMX 番目の LPF は XNUMX MHz に等しくなければなりません。 制御には、掃引期間が校正された周波数応答メーターまたはオシロスコープが使用されます。 トランジスタ VT3、VT4 上のダブラー増幅器の確立は、21 MHz の範囲でダブリング モードで開始されます。 抵抗 R18 を選択すると、形状の歪みを最小限に抑えながら、コンデンサ C48 (ピン 6) の信号の最大振幅が得られます (正弦波に近いはずです)。 次に、発生器はカスケードが増幅モードで動作する 1,8 MHz (または 18 MHz) 範囲に切り替えられ、抵抗 R19 を選択することで同じ結果が得られます。 トランジスタ VT5 でのカスケードの確立は、コンデンサ C26 (ピン 54) で最大発振振幅が得られるまで、抵抗 R4 の選択に限定されます。 出力信号の振幅がレンジごとに大きく不均一である場合、R14 ～ R17 を 1 kΩ の抵抗に置き換える必要があり、振幅が不十分な場合は完全に除外します。 その結果、ジェネレータの周波数応答に凹凸の形で不規則性が現れます。 両方の LPF のコイルのトリマーを回転させることで、小さな振幅の信号が以前に観察された範囲の部分にハンプを移動し、以前に振幅の大きな信号があった領域にディップを移動する必要があります。最大振幅。 こぶの高さとくぼみの深さは、指定された抵抗を選択することによって調整されます。 出力波形が強く歪む（方形波に似ている）場合、または出力電圧が 4 V（実効値）を超える場合は、抵抗 R4 の抵抗値を大きくする必要があります。 離調システムを設定するときは、可変抵抗器 R203 (図 1 を参照) のスライダーを中間の位置に設定し、同調抵抗器 R137 (図 13 を参照) を使用して離調を回したときに同じ周波数を実現します。オンとオフ。 AF アンプの性能のチェック (図 8 を参照) は、DA12 チップのピン 1 での電圧受信モードでの測定に集約されます。 電源電圧の約半分である必要があります。 これを確認した後、出力 (ピン 38) にオシロスコープを接続し、入力 (ピン 32) にオーディオ周波数信号発生器から周波数 20 kHz の 1 mV の正弦波電圧を供給します。 可変抵抗器 R74 のスライダーを（図に従って）上の位置に設定し、抵抗器 R68 を選択すると、視覚的に目立つ歪みがない状態で出力信号の最大振幅が達成されます。 ジェネレーターの周波数を変更して、オーディオ範囲全体で出力信号に目立った歪みがないことを確認します。 受信モードにおける AF アンプのゲインは、抵抗 R78 の選択によって調整され、送信モードでは抵抗 R77 によって調整されます。 必要に応じて、コンデンサ C138、C140 を選択することで、高周波におけるアンプの周波数応答を調整できます。 可逆 (双方向) IF アンプ (図 5 を参照) は受信モードで調整されます。 「UP」モード（狭帯域）で水晶フィルタをオンにし、可変抵抗器 R131「UHF」スライダー（図 13 を参照）を IF アンプの入力の最大ゲインに対応する位置に設定します（左 - に従って）図へ - コンデンサC 101の出力）標準信号発生器（GSS）から5 ... 10 pFの容量を持つコンデンサを介して、10 MHzの周波数で10,7 mVの非変調RF電圧が供給されます。 トリマーコンデンサ C102 の静電容量を変更し、コイル L11 と L13 のトリマーを交互に回転させることにより、AF アンプの出力における信号の最大振幅が達成されます (最大読み取り値に近づくにつれて、入力電圧は徐々に増加する必要があります)。削減）。 その後、基準水晶局部発振器（図１７参照）の同調コンデンサＣ２０５（Ｃ２０２）により、ＡＦ信号のトーン周波数が約１ｋＨｚに設定される。 この局部発振器の周波数は最終的に設定され、トランシーバーが完全に調整された後に水晶フィルターが調整されます。 次にレンジスイッチのSA1.3部の可動接点にGSSを接続します（図4参照）。 信号周波数は、トランシーバーの含まれる周波数範囲に応じて設定されます。 コンデンサ C63 の静電容量を変更することにより、出力での最大信号が得られます。 1,9 MHz 範囲では、コンデンサ C61 の選択が必要になる場合があります。 次に、同じ周波数の信号がアンテナ ジャック XW1 に供給され、P ループのコンデンサ C158C159 の助けを借りて、出力での最大信号も得られます。 その後、石英フィルターのセットアップに進みます。 電圧 1 mV と選択した範囲に対応する周波数の GSS 信号を XW0,5 ソケットに印加することにより、トランシーバーはスムーズに調整され、S メーターの読み取り値と対応するデジタル スケールの読み取り値が取り込まれ、それらの値が書き込まれます。テーブルの下に。 次に、フィルターの周波数応答が構築されます。周波数値は横軸に沿って 200 Hz 刻みでプロットされ、S メーターの読み取り値は相対単位で縦軸に沿ってプロットされます。 周波数応答にディップやハンプがあり、帯域幅が狭い (2 kHz 未満) か角形係数が不十分である (-1,4 / -80 dB のレベルで 3 より悪い) 場合は、次の方法でフィルターを調整する必要があります。含まれるコンデンサを連続的に選択し（図6、a）、毎回上記の方法で周波数応答を取得します。 許容可能な周波数応答が得られない場合は、水晶振動子を交換する必要があります。 狭帯域モードでは、コンデンサ C88 と C91 を選択することでフィルタが調整され、帯域幅の狭化が実現します。 このフィルタの帯域幅 0,8 kHz (図 6a を参照) が最適であると考えられます。 周波数応答メーターを使用すると、クリスタルフィルターの設定が簡単になります。 水晶フィルタを調整した後、基準水晶局部発振器の周波数は最終的に、202 MHz と 14 MHz の範囲では同調コンデンサ C21 を使用し、その他の範囲ではコンデンサ C205 を使用して補正されます。 最初のケースでは、生成周波数は、上部の周波数応答スロープの後ろのフィルター透過帯域の外側に設定され、XNUMX 番目のケースでは、下部の周波数応答スロープの前に設定されます。 ＡＧＣシステム（図１３を参照）の確立は、コンデンサＣ１８４の選択からなり、その静電容量がその動作時間を決定する。 これは、PA13 デバイスの矢印の変動と信号の変化の間の最適な対応と、信号を最大読み取り値に維持するのに十分な時間に従って、SSB 受信モードで行われます。 この場合、IF アンプのゲイン変化に必要な滑らかさが実現されます。 信号のピークで矢印が「スケールから外れている」場合は、抵抗器 R184 の抵抗値を下げる必要があります。 デジタルスケール (図 16 を参照) は、原則として調整の必要がなく、電源を投入するとすぐに動作を開始します。 カウンタ内の必要な数値の記録は、装置の入力から同軸ケーブルを外し、スイッチ SA1 でレンジを切り替えることにより、インジケータ HG6 ～ HG1 によって視覚的に確認できます。 範囲1,8; 3,5; 7、10、1 4、および 21 MHz では、893 という数字がディスプレイに表示され、残りは 000 と表示されます。スケールの読み取りが異なる場合は、スイッチング ユニットのダイオードの保守性を確認してください (図 107 を参照)。 同軸ケーブルを接続すると、選択した周波数範囲での受信周波数の実際の値がデジタル スケールに表示されます。 トランシーバーを 21 MHz 範囲の送信モードに切り替えるときに、表示される周波数と実際の値の間に差異がある場合 (通常、表示される値はそれより小さい)、最初に抵抗 R179、R181、それらを一時的に変数に置き換えてから、(抵抗の選択が役に立たない場合は) スケールの安定した読み取り値が得られるまでコンデンサ C49 (図 11 を参照) の静電容量を増加します。 最後に、ピン 10 の -105 V 電圧を確認する必要があります。 次のステップは、トランシーバーを送信モードにセットアップすることです (著者の場合、受信モードで説明したセットアップの直後に送信の作業を開始しました)。 XW1 ジャックとトランシーバーの共通線の間に接続されるアンテナ等価物は、75 オーム (同じインピーダンスのフィーダーが使用される場合) または 50 オーム (50 オームのフィーダーの場合) の抵抗を持つ無誘導抵抗器にすることができます。 ) 少なくとも 10 ワットの散逸電力。 28V 10Wの白熱灯も使用できます。 調整は「設定」モードで行います。 SB7 ボタンを押すと、RF 信号の存在が RF 電圧計、オシロスコープ、または SA1 レンジ スイッチのすべての位置の白熱灯の輝きによって制御されます。 パワーアンプの設定（図3を参照）は、アンテナ等価物で最大の正弦波信号が得られるまで、抵抗器R100の選択とトリマ抵抗器R96の位置に限定されます。 その後、SB4 ボタン（図 1 参照）を押すことにより電信モードに切り替わり、電信キー（図 15 参照）と電信局部発振器（図 14 参照）の動作を確認します。 SA6 ボタンを押すと (図 1 を参照)、SA3 マニピュレータ (図 15 を参照) が (図によると) 左端の位置に移動します。 キーは、可変抵抗器 R140 エンジンの位置に応じた速度で「ポイント」を与える必要があります。 マニピュレータを右に動かすと、「ダッシュ」が形成されます。 同調抵抗器 R144 の抵抗値を変更することにより、最良のセルフリスニングトーンが達成され、可変抵抗器 R204 (図 1 を参照) によって、BA1 ラウドスピーカーヘッドからの電信信号の許容可能な音声レベルが達成されます。 電信パケットの減衰の急峻さはコンデンサ C199 の選択によって調整され、アンテナに相当するオシロスコープで信号を制御します。 次に、SSB送信モード（図の位置のボタンSB4～SB8）での動作を確認します。 ミキサー VD26 ～ VD30 (図 5 を参照) は、SA63 接線が押された状態 (図 121 を参照) でトリマー R6 および C1 によってバランスが取られ、マイクはオフになります。 次に、マイクを接続して、長い「a ... a ... a」と発声し、アンテナ相当の信号を監視して、単側波帯信号 (SSB) があることを確認します。 その振幅は同調抵抗器 R148 によって調整されます (図 10 を参照)。 その後、ボイスコントロールモード（VOX）での動作確認を行います。 PTT を放した状態で SB5 ボタンを押すと、マイクの前で長い「a ... a ... a」と発声し、トリマー抵抗器 R 118 (図 9 を参照) を動かして、安定したトランジションを実現します。トランシーバーをSSB送信モードにします。 TX モードで必要なホールド時間 (約 0,2 秒) は、抵抗 R112 とコンデンサ C170 を選択することによって設定されます。 次に、トランシーバーは (BA1 ヘッドが接続された状態で) 大きく聞こえる放送局に同調され、トリミング抵抗 R126 を使用して VOX システムがこの信号から動作しないようにします。 SWRメーターの調整は、ダミーアンテナを接続したセットアップモード（SB7の「Setup」ボタンを押した状態）で行います。 トランシーバーを 14 MHz 範囲に切り替え、出力で最大信号が得られるまでコンデンサ C63 (図 4 を参照) および C158、C159 (図 3 を参照) を調整してから、同調抵抗 R86 (図 2 を参照) を使用します。 ) を押して、デバイス RA1 (図 1 を参照) の矢印を最後の目盛りに設定します。 これが達成できない場合は、抵抗 R127 が選択されます (図 13 を参照)。 その後、SWR メーターは反射波を測定するモードに切り替えられ (マイクロスイッチ SA2 が押されます)、コンデンサ C145 (図 2 を参照) の助けを借りて、デバイスの読み取り値がゼロになります。 示された結果を得るには、RF トランス T5 の巻線のリード線を交換する必要がある可能性があります。 次に、結論 40 と 41 が交換され、同様にトリマ コンデンサ C1 を使用して RA142 デバイスの読み取り値がゼロになり、その後結論は元の位置に戻ります。 実際のアンテナのフィーダSWRは次のように測定します。 スイッチSA2を直接波の測定に対応する位置に設定し、セットアップモードでトランシーバーの電源を入れ（SB7ボタンを押します）、可変抵抗器R201「DSB」（図1を参照）を使用して矢印PA1を設定します目盛りの最後のマークまで (この読み取り値を 100 % とみなします)。 次に、SA2 を反射波を測定する位置に移動し、機器 A の読み取り値を取得します (これも相対単位で)。 SWRは、式SWR \u100d (100 + A) / (2 - A)によって決定されます。 このような SWR メーターのセットアップの詳細については、[XNUMX] を参照してください。 パワーアンプの保護ユニットを確立する場合、アンテナ等価抵抗は SWR が 3 になるように変更されます。トリミング抵抗 R86 (図 2 を参照) はアンプを閉じるために使用されます。 これが失敗した場合、抵抗 R88、R90 およびツェナー ダイオード VD33 (図 3) が異なる安定化電圧で選択されます。 保護ユニットの動作性は、トランシーバーの送信中にアンテナを短時間オフにすることによってチェックされます。パワーアンプは閉じている必要があります。 無線で動作するために、説明されているトランシーバーを任意のモード (RX または TX) で構成できます。 受信モードで、動作中の無線局の S メーターの最大読み取り値に同調されている場合は、送信機セットアップ モード (SB7 ボタンを押した状態) で設定する必要はありません。 逆に、マシンがこのモードで構成されている場合は、受信するようにも構成されます。 文学
著者：V.Rubtsov（UN7BV）、アスタナ、カザフスタン
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