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無線電子工学および電気工学の百科事典 20 m 範囲のヘテロダイン受信機 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
ヘテロダイン受信技術、または直接周波数変換と呼ばれることが多いため、非常にシンプルでありながら優れた特性を備えた、短波でのアマチュア通信用の機器、トランシーバーや無線受信機を作成することができます。 ヘテロダイン受信 (現代版) への関心は 60 年代後半に起こりました。 それ以来、直接周波数変換を使用した HF 機器のさまざまな設計に関する記述がアマチュア無線雑誌のページに多数掲載されました。 我が国では、ソ連の DOSAAF 出版社が、ヘテロダイン受信技術の普及に多大な貢献をした有名なアマチュア無線設計者 V. ポリアコフ (RA3AAE) による 1981 冊の本を出版しました。 これらの本の 1984 つは「アマチュア通信のためのダイレクト コンバージョン レシーバー」(XNUMX 年)、もう XNUMX つは「ダイレクト コンバージョン トランシーバー」(XNUMX 年) です。 彼らは、アマチュア無線局からの信号のヘテロダイン受信の物理的基礎と機能を詳細に調査し、個々のユニットと完全なデバイスの両方の実用的な設計を提供します。 短波通信事業者がこのような技術に関心を示している理由の XNUMX つは、低電力動作 (QRP) が近年ますます普及していることです。 ヘテロダイン受信技術は、QRP 機器の作成に最適です。 たとえば、米国では、従来の回路設計を備えたさまざまな通信機器があるにもかかわらず、ある企業が直接周波数変換を備えた比較的安価な QRP トランシーバーを製造している (そして非常に人気がある) ことに注目するのは興味深いことです。 この記事で説明するヘテロダイン受信機は、最も人気のある KB 帯域の 20 つである 14000 メートルのアマチュア無線局からの信号を受信するように設計されています。 受信機は、14350 ～ 160 kHz のこの範囲全体を (当然、端にある程度のマージンはありますが) カバーします。 ご存知のとおり、直接周波数変換を使用すると、電信 (CW) 変調または単側波帯 (SSB) 変調で運用されている無線局からの信号のみを受信できます。 キャリア周波数で「ゼロビート」に同調することで、振幅変調のある放送局を聴くことは困難ですが（通常、顕著な歪みが発生します）可能です。 ただし、大多数の短波通信事業者はもはや AM を使用していないため、これは重要ではありません。 このタイプの放射線は、ほぼ XNUMX メートルの範囲内でのみ生き残っており、アマチュア無線の初心者によって使用されています。 受信機にはかなり強力な出力を持つ局部発振器が搭載されており、簡単な変更で後でシングルバンド電信トランシーバーに変えることができます。 周波数を決定する要素 (発振回路のコイルとコンデンサ) を交換するだけで、この受信機 (またはトランシーバー) をあらゆるアマチュア バンドに移行できることがすぐにわかります。 受信機の設計、製造、設置を簡素化するために、無線周波数増幅器は含まれていないため、受信機の感度は約 1 μV、信号対雑音比は 10 dB です。 この感度は、局で外部アンテナが使用されている限り、日常の空中作業には (少なくとも大部分の場合) 十分に十分です。 レシーバー入力 (入力回路とミキサーの間) にエミッターフォロワを導入することで、簡単に XNUMX ～ XNUMX 倍に増やすことができます。 -6 dB レベルの受信帯域幅は 250 ～ 3000 Hz の範囲にあります。 強い干渉状況で電信局を受信する場合は、200 ～ 300 Hz (平均周波数は約 600 Hz) に狭めることができます。 これらの数字が特徴を表しています。 受信機のオーディオ周波数パス。主に信号の選択が行われます。 実際には、知られているように、ヘテロダイン受信機は、メイン チャネルとそのすぐ隣のミラー チャネルの両方を受信します (ミラー チャネルを抑制する位相方法を使用しない場合、デバイスが大幅に複雑になります)。 実際の受信信号帯域幅が上記の値の XNUMX 倍になるのはこのためです。 受信機は、10 ～ 15 V 以内の電圧を供給する電池から電力を供給されます。消費電流は約 30 mA です。 ヘテロダイン受信機は可聴周波数で非常に高いゲインを持っていますが、供給電圧だけでなく、周波数 50 Hz の AC 干渉、特に主電源変圧器からの干渉 (分散フィールドが大きいため) に対して非常に敏感です。リップル（通常は周波数 100 Hz、全波整流あり）。 これらの理由により、主電源から受信機に電力を供給することはお勧めできません。 もちろん、必要に応じてこれを行うこともできますが、その場合は、出力電圧リップルを低く抑える優れた電圧安定化装置を備えた別の (リモート) 電源を使用する必要があります。 受信機は、メイン基板と局部発振器の 1 つのプリント基板上に作られており、その上に部品の大部分が配置されています。 図中では基板番号を示さずに各部の位置指定（2-メイン、1-局部発振器）を示しており、本文中では混乱を避けるため、1-C2、1-と表記します。 L1 など。これらのボードの外側にある部品は、C1 RXNUMX などの追加のインデックスなしで示されます。 受信機のメインボードの回路図を図 1 に示します。 XNUMX。
アンテナからの信号はボードのピン 1 に送られます。 受信機の無線周波数選択性は、単一の入力回路 1-L1、1-C1、1-C2 によって保証されます。この回路に接続されているダイオード I-VD1-1-VD4 のミキサーの入力抵抗は低くなります (数Ω)。キロオーム)、この回路の負荷品質係数も 25...30 と小さくなります。 このため、-3 dB レベルでの入力回路の帯域幅は 450 ～ 550 kHz の範囲にあり、受信範囲を調整するときに帯域幅を調整する必要はありません。 この回路と信号源 (50 ～ 75 オーム、同軸ケーブルで電力供給されるダイポールなど) との整合は、コンデンサ 1-C1 および 1-C2 の静電容量の選択によって確保されます。 ミキサーは、逆並列ダイオードを使用した平衡回路に従って作られており、局部発振器電圧のアンテナへの「侵入」を非常に小さくすることができ、それによって近隣に住むアマチュア無線家への干渉を排除することができます。 ミキサーは回路に完全に接続されています。 これにより、無線周波数増幅器を使用せずに、受信機のかなり高い感度を得ることが可能になりました（入力選択性の多少の損失は伴いますが）。 局部発振器の電圧はボードのピン 12 に供給され、バラントランス 1-T1 を介してミキサーに供給されます。 この変圧器の二次巻線 (端子 1 ～ 3) の中点から、混合結果が約 1 kHz のカットオフ周波数を持つローパス フィルター 2-L1、6-C1、7-C2,5 に供給されます。 このフィルタは、トランジスタ 1-VT1 のカスケードによって前置増幅される、有用なオーディオ周波数信号を選択します。 最小レベルの自己ノイズを達成するために、このトランジスタのコレクタ - エミッタ間電圧は約 2,5 V、コレクタ電流は約 0,2 mA です。 カスケードのゲインは約 70 です。これは、抵抗 1 ～ R4 とトランジスタのエミッタ接合の抵抗の合計に対する、トランジスタのコレクタ回路の負荷抵抗の比によって決まります。負荷抵抗は抵抗です。並列接続された 1-R3、1-R7、1-R8、およびボードの外側にあるオーディオ周波数信号レベル レギュレータ R1 (図 5 を参照)。 この場合、オペアンプ 1-DA1 の入力抵抗とトランジスタ 1-VT1 の出力抵抗 (これらも負荷と並列に接続されています) は無視できます。 プリアンプのゲインは、抵抗 1 ～ R4 を選択することによって設定されます (トランジスタの DC 動作モードにはほとんど影響しません)。 受信機の選択性を改善するために、コンデンサ 1-C1 がトランジスタ 1-VT9 の負荷と並列に接続されています。 5 kHz を超える周波数の信号をさらに減衰させます。 受信機の主ゲインは、1-DA1 オペアンプ段によって提供されます。 一般に、受信機のオーディオ周波数パスには約 100000 のゲインが必要ですが、この場合、オペアンプの出力 (つまりヘッドフォン) でのノイズ電圧は、ノイズが発生するため約 20 mV になります。 1-VT1 トランジスタのアンプの入力を基準とする電圧は、通常 0,1 ～ 0,3 µV の範囲にあります。 さらに、0,1μVを得るのはすでに非常に困難であり、正規化された雑音指数を持つトランジスタを使用し、直流および交流の動作モードを慎重に選択する必要があります。 ミキサーのノイズを考慮すると、オペアンプ出力の総ノイズ電圧は約 30 ～ 40 mV になります。 ヘッドフォンでもすでによく聞こえます。 指定された値を超えてレベルを上げると、受信機出力の最大出力信号レベルと受信機出力のノイズ レベルの比として定義される受信機出力のダイナミクスが制限されます。 原則として自動レベル制御システムを持たないダイレクトコンバージョン受信機の場合、このパラメータは非常に重要です。 最新のオペアンプのゲインは 1 万を超えており、140 段だけに制限することも十分に可能であると思われます。 しかし、そうではありません。 まず、ほとんどのオペアンプは (ディスクリート素子を使用したデバイスと比較して) ノイズ特性が劣ります。 入力を基準としたノイズ レベルは、通常 8 μV 以下です。 たとえば、K3UDXNUMX オペアンプの場合、それは XNUMX μV です。 第二に、上記のオペアンプのゲインは、直流および非常に低い周波数 (数十、数百ヘルツ) でのみ利用可能です。 周波数が増加すると、オペアンプ段の最大許容ゲインは急速に低下します。
図では、 図２のａは、オペアンプＫ１４０ＵＤ８の振幅周波数応答を示している（内部補正を備えた多くのオペアンプでは一般的である）。 約 2 kHz の帯域幅を持つアンプでは、最大許容ゲインはわずか 140 (8 dB) であることがわかります。 これが、この受信機のオペアンプ段に選択された方法です。 前段のゲインを考慮すると、受信機の音声周波数パスの合計ゲインは約 3 になります。 オペアンプの出力の一定バイアス (電源電圧の約半分に等しい) は、抵抗 1-R7 および 1-R8 の分圧器によって設定されます。 この段のゲインは、抵抗器 1-R14 と 1-R9 の抵抗比を決定します。 負帰還回路に含まれるコンデンサ 1-C15 は、受信機出力の高周波をさらに減衰します。 負荷 - ヘッドフォンは、絶縁コンデンサ (ボードの外側に取り付けられています。図 5 を参照) を介してピン 5 に接続されます。レシーバには、エミッタ抵抗が 50 ～ 100 オームのヘッドフォンが最適です (DC コイル抵抗エミッタは直列に接続されているため、それぞれ 100 ...200 オームになります)。 ここでは、抵抗が1600...2200オームのエミッタを備えたヘッドフォンを使用することもできますが、この場合、接続の極性を観察しながら並列に接続する必要があります - エミッタのハウジングに示されています。 干渉が増加した状況で電信無線局からの信号を受信するには、オペアンプ 1-DA1 のカスケードの通過帯域をダブル T ブリッジ (抵抗 1-R11 ～ 1-R13、コンデンサ 1-C16-) に接続することで狭くすることができます。 1-C18) を負帰還回路に接続します。 この目的のために、スイッチ SA1 (図 5 を参照) はアンプ出力 (ピン 5) を T ブリッジ入力 (ピン 8) に接続します。 オペアンプの負帰還回路への T ブリッジの接続を簡略化して図に示します。 2、b. ダブル T ブリッジの特徴は次のとおりです。 特定の周波数（通常、準共振周波数と呼ばれます）では伝達係数が最小値を持ち、それに含まれるコンデンサと抵抗の値の間の特定の比率ではゼロに非常に近くなる可能性があります。 したがって、ダブル T ブリッジの場合、10 つのコンデンサすべての静電容量が同じで、容量性分岐内の抵抗器の抵抗は他の 2 つの抵抗器の XNUMX 分の XNUMX です。 このようなブリッジの場合、準共振周波数での透過係数は約 XNUMX-XNUMX になります。 この受信機で使用されているダブル T ブリッジの透過係数の周波数依存性を図に示します。 3、a. 図に示すように、このような周波数応答を持つ 2 ポート ネットワークがオペアンプのカスケードの負帰還回路に含まれているとします。 次に、図 1、b に示すように、最初の近似として、デバイスの透過係数は、ある等価抵抗の抵抗と抵抗 9-RXNUMX の抵抗の比によって決まります。
K がゼロに近い準共振周波数では、カスケードのゲインは T ブリッジがない場合とほぼ同じになります (つまり、T ブリッジの抵抗の比に等しい) ことが簡単にわかります。抵抗 1-R14 および 1-R9)。 準共振周波数から遠く離れた周波数では、K は 1 に近づき、カスケードのゲインは著しく低下します (抵抗器 10-R1 と 9-R1 の抵抗比にほぼ相当)。 選択性を改善するには、抵抗 10-R1 の抵抗値を下げることが理にかなっていると思われます。 しかし、そうではありません。 まず、負荷抵抗の値が低い場合（および T ブリッジ 10-R1 の場合 - 負荷）、ブリッジの特性が著しく低下します。 これは、たとえば 10-R100 と T ブリッジの間にエミッタフォロワを導入することで回避できます。 しかし、その後、ブリッジの等価品質係数が著しく増加し、フィルターがオンになっている受信機の帯域幅は、実際には受け入れられない値（3 Hz未満）に狭まります。 言い換えれば、この受信機で使用されているオプションは最適に近いものです (少なくとも単純な回路ソリューションを念頭に置いている場合)。 オーディオ周波数パスの振幅周波数特性（ローパスフィルターなし）を図に示します。 0、b. ダブル T ブリッジが接続されたパスの周波数応答もここに示されています。 フィルタオフ時の周波数応答が最大となる経路の透過係数をXNUMXdBとします。 プリアンプと出力アンプの間には、オーディオ周波数信号レベル制御があります。 ボードのピン 9、10、11 に接続されます。 局部発振器基板の回路図を図に示します。 4、a. この発電機は、よく知られた回路に従って 2-VT1 トランジスタで組み立てられていますが、その機能のいくつかに注目してみましょう。 発電機回路の高周波電圧を下げるため（これにより、HF 電流による素子の加熱が軽減され、その結果、局部発振器の温度安定性が向上します）、カスケード電源電圧は比較的低く、6 V 未満が選択されます。局部発振器は、放送受信機の標準的な可変コンデンサ ブロックを使用します (2 つだけが使用されます)。セクション)。 ブロックにはいかなる変更も加えられず、必要な周波数のオーバーラップはコンデンサ 1-C2、2-C2、4-CXNUMX を「ストレッチ」することによって提供されます。 レシーバーミキサーはバックツーバックダイオードで作られているため、ジェネレーターは（動作と比較して）半分の周波数で動作することに注意してください。つまり、範囲の端にある程度のマージンを持って7000...7175 kHzのセクションをカバーします。 。 抵抗 2-RJ は、インダクタ 2-L2 のインダクタンスによって決まる低周波数での発電機の寄生自己励起を排除します。 従来のバラスト抵抗の代わりに、2-VT2 電界効果トランジスタ上の安定した電流発生器がツェナー ダイオード電源回路で使用されます。 これは受信機にとってはあまり重要ではないため、330 オームの抵抗器に置き換えることができます。 ただし、局部発振器が送信経路でも使用されている場合（この受信機をベースにしたトランシーバ内）、局部発振器に安定電流発生器を使用すると、電圧安定器の動的特性が改善され、それによって寄生周波数が減少します。発電機の操作。 発電機からの高周波電圧は2段のエミッタフォロワに供給されます。 最初のステージはクラス A モード (トランジスタ 3-VT2) で動作し、4 番目のステージはクラス B (トランジスタ 2-VT5 および XNUMX-VTXNUMX) で動作します。 これにより、出力トランジスタで放出される電力を大幅に削減できます (つまり、ここでは従来の低電力トランジスタを使用します)。 クラス A で動作する出力段で同じ負荷特性を得るには、高周波中出力トランジスタを使用し、局部発振器の熱除去と温度領域の問題を解決する必要があります。 発電機とリピータ間の接続はガルバニック接続です。 トランジスタ 2-VT3 のベースのバイアスは、ツェナー ダイオード 2-VD1 によって設定されます (抵抗 2-R1 および 2-R5 の電圧降下による微調整が必要です)。 出力トランジスタをわずかに開くバイアス電圧は、抵抗 2-R7 によって設定されます。 抵抗 2-R5 の主な目的は、エミッタ フォロワ トランジスタが過負荷にならないように局部発振器の出力電圧レベルを (予備的に) 設定することです。 この場所の信号を弱めることで、さらにジェネレーターをデバイス出力から切り離し、その負荷特性を改善します。
受信機をセットアップするプロセスで 2-R10 抵抗を調整することにより、ダイオード ミキサーの最適な局部発振器電圧が正確に選択されます。 最終的に受信機をトランシーバーに変えることを計画している場合は、バリキャップを使用して周波数を離調する可能性を局部発振器にすぐに組み込み、送信パスに追加の出力も提供することをお勧めします。 局部発振回路に対して行う必要がある測定を図に示します。 4、b. それらはほとんど明らかです。 メモしておきます。 ピン 6 から安定化された電圧が可変抵抗器に供給され、バリキャップの電圧が調整されます。 ボード相互の接続図、およびこれらのボードの外側にある受信機の他の要素との接続図を図に示します。 5. 図では、 図 6 は、受信機のミキサー アセンブリとオーディオ アンプのプリント基板を示しています。 7 - 局部発振器ユニットのプリント基板（トランシーバーバージョンの場合）。 これらのボードは次の部品用に設計されています: 抵抗 - MLT-0,25、コンデンサ - KM および K50-6 (酸化物)、トリミング抵抗 - SPZ-4、可変コンデンサ - アルピニスト ラジオ受信機の KPE、チョーク 2-L2 - 標準補正真空管テレビから。 DシリーズやDMシリーズのチョークや自作チョークも使用できます。 ローパスフィルターのコイル1-L2は、初透磁率20の材料で作られた標準サイズK12 x 6 x 3000のリングフェライト磁気コア、直径2 mmのワイヤー-PEV-0,1、番号に巻かれています。ターン数 - 430、インダクタンス - 約350 mH。 高周波トランスは、初透磁率 7 ～ 4 (非臨界) のフェライト製の標準サイズ K2 x 400 x 1000 のリング磁気コアに巻かれています。 巻線は、直径 2 ～ 0,1 mm の 0,25 本の PEV-XNUMX ワイヤを同時に実行します。 一方の巻線の始点はもう一方の巻線の終点に接続されており、これが二次巻線の中点になります。 残りの巻線は一次側として使用されます。 コイル1-L1と2-L1はポリスチレンフレームに巻かれており、その図を図に示します。 8、a. 直径 17 mm の PEV-2 ワイヤーが 0,4 回巻かれています。 トリマーはカルボニル鉄製(M6×10)です。 アルミニウムのスクリーンに置かれたこれらのコイル (図 8、b) は、トリマーが中央の位置 (コイルの途中までねじ込まれている) にある場合、インダクタンスが 2,3 μH になるはずです。
npn 構造のトランジスタ (1-VT1、2-VT1、2-VT3、2-VT4) には、KT312、KT342、KT3102 および同様のシリーズのいずれかを使用できます。 オーディオ周波数プリアンプに最適なトランジスタは、KT3102E および KT3102G (雑音指数が 4 dB 以下) です。 局部発振器にはKT315シリーズのトランジスタも使用できますが、いずれの場合も電流伝達係数(静的)が100以上必要です。局部発振器(2-VT5)のpnp構造のトランジスタはKT361です。 KT3107 任意の文字インデックス付き。 オペアンプ K140UD8A (または K140UD8B - これは重要ではありません) は、内部補正を備えた任意のオペアンプに置き換えることができます。 もちろん、回路を適切に変更すれば、外部補正を備えたオペアンプに置き換えることも十分に可能です。 いずれにせよ、オペアンプを交換するにはメイン回路基板の変更が必要になります。 入力に電界効果トランジスタを持たないオペアンプ (K140UD7 など) を使用する場合は、抵抗 1-R7 と 1-R8 を 150 kΩ 以下にして補償することをお勧めします。抵抗1-R4を選択することにより、前段のゲインの減少に対応します。 安定電流発生器 (2-VT2) の電界効果トランジスタの初期ドレイン電流は少なくとも 15 mA である必要があります。 ここでは、KP303E トランジスタの個別のコピー (このパラメータは 5 ～ 30 mA 以内にあります) および A 以外の文字インデックスを持つ KP302 トランジスタが適している可能性があります (初期ドレイン電流が変化する可能性があるため、このシリーズの個別のコピーのみが適しています)範囲は 3 ～ 24 mA)。 ミキサー内のダイオードは高周波シリコン (KD503、KD521 など) です。 ツェナー ダイオード 2-VD1 の安定化電圧は 5,5 ～ 6 V 以内である必要があります。 概略的に、受信機の設計を図に示します。 9。
受信機の設置は有料で承ります。 メインボードのピン 3 に +12V の電圧を印加することで、アクティブ素子の DC モードがチェックされます。 図に示されているものからの逸脱。 1 値が 20% を超える場合は、取り付けエラーまたは使用部品の欠陥を示します。 この後、出力抵抗が 600 ～ 1000 オームのジェネレーターからの信号をローパス フィルターの入力に加えて、オーディオ周波数パスのエンドツーエンドの周波数応答をチェックすることをお勧めします。接続ポイント 1-L2 および 1-C6)。 受信機のオーディオ周波数パスのゲインは非常に高いため、これはアマチュア無線家が低バックグラウンドレベルのオーディオ周波数発生器を自由に使える場合にのみ実行できます。 すでに述べたように、アンプ自体のノイズ レベル (局部発振器をミキサーから切り離した状態) は約 20 mV になるはずです。 大きな値は、トランジスタ 1-VT1 を交換する必要があることを示します。 次のステップは、ローカル発振器ボードのセットアップです。 周波数計、制御受信機、またはその他の方法を使用して局部発振器の周波数を監視することにより、その調整の限界が確立されます。 これを行うために、KPI の最小容量を使用して、2-L1 コイル トリマーは 10 kHz の値より 20 ～ 7175 kHz 高い生成周波数を達成します。 コンデンサロータを最大容量に相当する位置に移動させて、発生周波数を確認します。 7000 kHz をわずかに下回ることが判明した場合は、範囲制限の設定を完了できます。 7000 kHz を超える場合は、より小さい容量のコンデンサ 2-C1 を取り付け、上記の手順を再度繰り返します。 2-C1 の代わりに空気誘電体を備えた同調コンデンサを取り付けると、境界の設定を大幅に加速できます。 KPK や KPK-M などの調整コンデンサは使用しないでください。 これらは低温安定性があり、局部発振器の性能を著しく低下させる可能性があります。 2-CJ コンデンサを交換した後は、はんだ付け中に過熱したコンデンサの温度を安定させるために毎回一時停止する必要があります。 安定した電流発生器が局部発振器で使用されている場合、発生器を設定する前に、電界効果トランジスタ (発生器とツェナー ダイオード) を流れる合計電流が約 2 mA になるように抵抗 3-R15 を選択する必要があります。 何らかの方法で局部発振器の生成を中断した後、抵抗 2-R7 を選択すると、トランジスタ 2-VT4 および 2-VT5 を流れる電流が約 2 mA になります。 その後、発電機の動作が回復し、抵抗 2-R5 を選択することにより、局部発振器 (回路上部のモーター 2-R10) の出力の高周波電圧が約 1 V (実効値) に設定されます。 ）。 この後、局部発振器の負荷特性をチェックできます。負荷をアイドル モードから 50 オームに変更しても、生成周波数は 50 ～ 70 Hz を超えて変化しないはずです。 次に、受信機ボードをハウジングに設置し（可能なオプションの 9 つを図 1 に示します）、受信機の包括的なセットアップを実行する必要があります。 受信機の性能の最初のテストは、高周波の局部発振器電圧をミキサーに印加するときに出力のノイズ レベルを増加させることです。 ノイズは約 1 倍になります。 アマチュア無線局を受信したら、最適な局部発振器の電圧を選択します (最大音量に基づいて)。 この調整は非常に重要であることに注意してください。低レベルおよび高レベルでは、ミキサーの透過係数が大幅に低下します。 最終段階は入力回路 XNUMX-LXNUMX の調整です。 ダブル T ブリッジは通常、調整を必要としません。 ブリッジのオンとオフでの最大周波数応答に対応する伝達係数が著しく異なることが判明した場合は、抵抗 1-R13 を選択する必要があります。 この抵抗の値を変更すると、共振周波数が若干変化し、さらに大幅に透過係数が変化します。 これは、ダブル T ブリッジの周波数応答の変化だけでなく、その位相周波数特性の変化によるものです。
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