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無線電子工学および電気工学の百科事典 トランシーバーDM-2002。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
「優れた設計には『小さなこと』はありません。電源ですらメイン パスと同じ注意が必要です」と、このトランシーバーの作者である Kir Pinelis (YL2PU) は言います。 彼の以前の短波トランシーバーの設計「Largo-91」と「D-94」は多くの人が知っています。 新しい開発において、著者は、最高のプロ用受信機の特性に匹敵し、ある意味ではそれよりも優れた受信経路の特性を達成することに成功しました。 経験上、自宅でも優れたトランシーバーを作ることが可能であることがわかっています。 著者の長年の研究は、中程度の資格を持つアマチュア無線家が良好な無線受信経路を構築するのに役立ちます。 このトランシーバーの再現を開始する前に、受信パスの構築の基礎となったいくつかの理論的前提 [1-3] をもう一度思い出してください。 著者の注意は、現代のアマチュア無線放送（残念ながらアマチュア局だけではない）の混雑と一部の都市における局の高密度を考慮して、受信機の高い動的特性を主なものとして得ることに焦点を当てた。 トランシーバーの提案バージョンは、[1、2] に記載されている高品質の受信パスを構築するための推奨事項に基づいて著者によって開発されました。 a) 周波数変換を XNUMX 回だけ行うパスを構築します。 b) 最初のメイン選択フィルターの前に、信号範囲全体にわたって直線性を維持しながら、必要な最小限のゲインを提供する必要があります。 c) 最初の FOS の前に調整や非線形要素がないこと。 d) パッシブ高レベルバランスミキサーのみ。 e) 自身の局部発振器のノイズレベルは、受信経路のノイズ経路より少なくとも 3 dB 低くなければなりません。 f) メイン選択には高品質フィルターを使用し、受信機の入力範囲には周波数比が 1:2 未満の高品質フィルターを使用します。 g) 高い動的パラメータを確保するために、最小限の位相ノイズと連続した選択を条件として、同じ高い選択性 (隣接チャネルで >140 dB) を確保します。 ヒルデスハイム (ドイツ) にある Stabo Elektronik GmbH&KoG の研究室で Peter Brecht (DL40BY) と Uwe Loebel (DL1DSL) によって実行されたトランシーバーの主要パラメータのテストと測定では、超強力なハイレベルミキサーとその設置の機能により、ブロッキングパラメーターを増やすことができます。 「DM-2002」トランシーバーを使用すると、XNUMXつのアマチュアKBバンドのいずれかで電話（SSB）と電信（CW）を操作できます。 主な技術データ
少し理論的な余談... [3] によると、単一信号ダイナミック レンジ (DB0) は、受信を悪化させる干渉の最大レベルを推定でき、次のような現象に対する受信機の耐性を示すため、実際の条件での受信機の動作を最もよく特徴づけます。 「詰まり」（ブロッキング）と混変調 DB1 は、最小受信機ノイズによって以下から制限されます。 Prf = (-174) + Frx + (101g Bp)、 ここで、Frx は受信機自体のノイズ <10 dB です。 Вp - 受信機のメイン選択フィルターの帯域幅 (Hz)。 そして一番上は、IP3 カスケード特性の線形部分の限界、つまり、干渉信号が最大レベルに達したときに受信機出力の信号が減少し始める点 (3 dB) です。 より明確にするために、図を見てみましょう。 1 [2] から引用。
IP3 ポイントと受信機ノイズ レベル Prf を隔てる間隔は、DB ブロッキングのダイナミック レンジと DB3 相互変調のダイナミック レンジという XNUMX つのパラメータを決定するため、できるだけ大きくする必要があります。 DB1 は受信機の動的応答の直線性範囲です。 DB3 は、対称ツートーン信号の「相互変調なし」処理の範囲です。 両方のダイナミック レンジの下限は Prf です。 相互変調ダイナミックレンジは、受信機で必然的に発生する固有の3次相互変調干渉の電力レベルPs3によって決定されるため、より重要です。これはPrfと一致します。 Ps3 = Prf の場合、干渉 (ノイズと相互変調) のレベルは 3 dB 増加し、その結果、受信機のしきい値感度が XNUMX dB 低下します。 図の説明1：
トランシーバーは、2 回の周波数変換を備えたスーパーヘテロダイン回路に従って作られています。 そのブロック図を図に示します。 1. このデバイスは、構造的に完全な 14 個の機能ユニット AXNUMX ～ AXNUMX で構成されています。
アンテナから信号を受信すると、ノード A1 にあるローパス フィルターの 2 つとノード A3 にある 3 リンク減衰器を通過し、信号はノード AXNUMX に入ります。 ノード AXNUMX には、受信と送信の両方で動作する、ローパス フィルターと同様の一般的なレンジ バンドパス フィルターがあります。 次に、信号はノード A4-1 に入ります。ここには、最初のトランシーバー ミキサー、XNUMX 段のプリアンプ、最初のメイン選択フィルター、および IF のバッファー段、局部発振器、および送信パスが配置されています。 トランシーバーの最初のミキサーは可逆的で、受信パスと送信パスに共通です。 オペレータの選択により、パッシブまたはアクティブの 4 つのモードのいずれかで動作でき、ゲインは最大 +XNUMX dB です。 正弦波局部発振器 (VFO) 電圧は、広帯域アンプを通じてミキサーに供給されます。 なぜ蛇行しないのでしょうか？ はい、前線が 4 つ未満の理想的な蛇行は悪くありません...ここが障害です。 デューティサイクル 4 でフロントを XNUMX 以下にすることは大きな技術的問題であり、ミニインダクタンスまたはミニリアクタンスによってフロント拡散の問題が発生します (これには設置などが含まれます...)。 また、これらの「急な」フロントからの高調波漏れについても忘れないでください。 たとえ直接的な漏れがなくても、経路のノイズの原因となることは間違いありません。 もちろん、これらすべては産業環境では解決できますが、自宅でひざまずいて解決することはできません...こんにちは! トランシーバーの受信経路では、カスケード間の信号レベルの最適な分布と最大の信号対雑音比値の取得に特に注意が払われます。 最初の FOS の前に配置された XNUMX つのプリアンプ カスケードは、ローパス フィルター、DPF、およびミキサーの合計減衰を補償します。 トランシーバーはシーケンシャル IF 信号選択回路を使用しています。 このような解決策を支持する強力な議論は、[3] で与えられている推奨事項です:「適切に設計された受信機では、通過帯域外の FOS 減衰は単一信号 DD 受信機の値と等しくなるはずです。これらの値の XNUMX つを増やすと、 ... さらに、アンプの合計ゲインは、通過帯域外の FOS の減衰よりも小さくなければなりません。そうしないと、強力な帯域外信号が弱い有用な信号と一緒に増幅され、受信の邪魔になります。」 言い換えれば、130 ～ 140 dB の信号ブロック レベル (単一信号のダイナミック レンジ) を得るには、FOS は 130 ～ 140 dB の通過帯域を超える減衰も提供する必要があります (少なくともチャネル ±5 の場合)。 ...信号から 10 kHz)。 したがって、ブロック数が大きいほど、DB3 のパフォーマンスは高くなります。 ご覧のとおり、XNUMX つのフィルターでこの問題を解決することは不可能です。 解決策は次のとおりです。IF ゲインを 50...60 dB 以下にし、パスの出力に、IF と検出器の間の接続要素として、中間の「クリーン」フィルターではなく 80 番目のフィルターを取り付けます。 -up」フィルターですが、最初の FOS に似た本格的なフィルターです。 フィルタの特性が同一であるのは当然のことです。 大まかな計算によると、フィルタの帯域外減衰がたとえば 50 dB、IF ゲイン = 30 dB の場合、最初のフィルタの選択から残るのは 30 dB だけであり、これはパスに対して明らかに小さいです。 。 しかし、別の同様のフィルターをオンにすると、80+110=5 dB になります。 著者が作成したフィルタを備えたトランシーバでは、隣接チャネルの選択性 (帯域から ±150 kHz の離調あり) は XNUMX dB でした。 IF パスを構築するこの方法は、著者によって XNUMX 回目の開発で使用されています。 したがって、最初の FOS と、フィルタの損失を補償する次の広帯域アンプの後、受信信号はノード A4-2 に入ります。 ノード A4-2 には、メインアンプ、SSB および CW 用の 6 番目の FOS、検出器、および予備の ULF が含まれています。 基準周波数発生器信号はノード A2-XNUMX から検出器に供給されます。 次に、受信信号はノード A5 に入り、そこで増幅され、低周波数で処理されます。 A5 ノードには、CW モードでの選択を強化するために、約 3 kHz の帯域幅を持つパッシブ ローパス フィルターと 240 Hz の帯域幅を持つアクティブ フィルターが含まれています。 最後のULFとAGCアンプもそこにあり、AGCシステムはメインAGCのみを制御します。 IF の準備段階では、直線パスを構築する法則に矛盾するため、調整は行われません。 送信モードでは、マイクからの信号はノード A6-1 に入ります。 これは、6 つの EMF 上のマイク アンプと「スピーチ」プロセッサで構成されます。 次に、信号はノード A2-XNUMX に入ります。ここには、上位バンドと下位バンドの基準発振器、DSB 信号の整形器と調整可能な増幅器、および CW 信号整形器が配置されています。 ノード A6-2 の出力から、生成された DSB または CW 信号がノード A4-2 に送られます。 ここで信号は、SSB 信号選択付きの広帯域フィルタ、または狭帯域 CW フィルタの 4 つを通過します。 次に、信号はノード A1-3 のミキサーに入り、そこでトランシーバーの動作周波数の 2 つに転送されます。 DFT、ノード A1 を通過した信号は、ノード AXNUMX にあるトランシーバー電力増幅器によって増幅されます。 次に、信号はノード AXNUMX のローパス フィルターを通過してアンテナに入力されます。 ノード A1 は、ノード A3、A9 および局部発振器ブロック内のレンジ スイッチング素子のスイッチングを担当します。 ノード A7 には、VOX、アンチ VOX、およびトランシーバーの受信 (RX) モードと送信 (TX) モードの制御信号を生成するキーが含まれています。 最新の高品質トランシーバーには、局部発振器として周波数シンセサイザーが含まれています。 現時点では、広いダイナミックレンジと高感度を備えた受信機の場合、低位相ノイズのシンセサイザーを家庭で構築することは非常に困難です。 隣接するチャネルの選択性に影響を与えるのは位相ノイズであり、トランシーバーの場合、この指標は -140 dB/Hz を超えるレベルである必要がありますが、これは完全に現実的ではありません。 代替案は、周波数安定性を維持するためのシステム (FLL+DPKD) と組み合わせて従来の LC ヘテロダインを使用することで、これを家庭で簡単に繰り返すことができます。 トランシーバー受信機の宣言されたパラメーターは、位相ノイズが最小限に抑えられている従来の LC ヘテロダインを使用して取得されました。 それらの後には、少なくとも 5 次のローパス フィルターが必ず使用されます。 トランシーバーにはこのような局部発振器が 12 つあり、ノード A13 と A10 です。 局部発振器の 10 つであるノード AXNUMX に比例周波数制御システムを使用することにより、XNUMX Hz/h よりも優れた安定性を得ることが可能になりました。 ノード A8 には、局部発振器 A12 用の分周器と、両方の発生器に共通のローパス フィルターがあります。 ノード A11 - デジタルスケール。 トランシーバーはノード A14 から電力を供給されます。 トランシーバーのデジタル部分とアナログ部分は、別個の電源とスタビライザーから電力を供給されます。 ローカル低電力スタビライザーもトランシーバー ボードで使用されます。 すべてのトランシーバ ノードについては、関連するセクションで詳しく説明します。 ノード A1。 ローパスフィルター 回路 (図 3) は 5 つの 7 次ローパス フィルターで構成されています。 28 ～ XNUMX MHz の範囲では、楕円ローパス フィルターが使用されます。これは、楕円ローパス フィルターの傾きが大きいためです。
ノード A2。 送信機パワーアンプ。 トランシーバーの広帯域パワーアンプ (図 4) は 2 段構成です。 アンプの入力では、-4 dB の減衰を持つアッテネータ R3 ～ R2 がオンになります。 トランジスタ VT12 の動作モードは、トリミング抵抗 RXNUMX によって設定されます。
トランジスタ VT2 の自己励起を防ぐために、フェライト リングがそのドレイン端子に配置されています。 リレー K1 および KZ は、送信モードでアンプの入力と出力を信号パスに接続します。 リレー K4 および K5 には、受信モードの信号回路に -10 dB (R19 ～ R21) および -20 dB (R22 ～ R24) 減衰器セクションが含まれています。 減衰器はシールド パーティションによって PA から分離されています。 要素 R17、VD3、R18、C16、C17 はトランシーバーの出力電力を示す回路です。 著者は、並列接続された 907 つの KP901A トランジスタと 40 つの KP1A を使用してアンプをテストしました。 どちらの場合も、出力電力は約 901 W、出力段電流は約 15 A でした。KP907A の使用は、アンプの均一な周波数応答が得られないため、望ましくありません。 第 XNUMX 段のトランジスタと補正素子を選択しても、XNUMX MHz を超える周波数応答の低下は解消されません。 KPXNUMXA で連続して製造された XNUMX つのアンプは良好な再現性を示し、周波数応答を調整する必要はありませんでした。 ノードA3。 入力フィルター（DFT）。 すべての範囲をカバーするために、3 構造の 5 つのフィルターが使用されました [XNUMX]。 フィルター図を図に示します。 XNUMX.
帯域内の減衰、したがって信号対雑音比は製造と設定の品質に依存するため、入力フィルタの設計には非常に責任を持って取り組む必要があります。 すべてのコイルの品質係数は 200 未満であってはならず、できればそれ以上である必要があります。 設計上の理由から、トランシーバーのメイン無線パスは 4 つのノード A1-4 と A2-XNUMX に分割されています。 ノード A4-1 (図 6) には、最初のミキサー、IF 前置増幅器、最初の主選択フィルター、局部発振器信号増幅器、送信パス信号増幅器、および信号スイッチが含まれています。 無線パスのこの部分の合計ゲインは 10 dB を超えません。 ノードのすべてのステージで 50 オーム テクノロジーが使用されています。
受信モードでは、DFT (記事の最初の部分の図 5 を参照) からの信号はノード A1 - 4 のピン 1 に送信されます。パスの入力では、中間周波数での無線干渉が抑制されます。トランシーバー (8,862 MHz)、ノッチフィルター L1C1、ZQ1 ～ ZQ3 がオンになります。 トランシーバーの最初のミキサーは可逆的なもので、受信パスと送信パスに共通です。 これは、図に示す広帯域トランス T1 ～ TZ の平衡回路と KR1KN590A 型の DA8 マイクロ回路に従って作られています。 ６は２つのトランジスタとして表される。 KR6KN590A マイクロ回路は、高速 8 チャネル アナログ スイッチです。 共通の基板上に同じ特性を持つ 6 つの電界効果トランジスタ。 マイクロ回路のトランジスタは、各アームに 905 つずつ並列にミキサー回路に含まれています (図 3 では、マイクロ回路のピン番号が括弧内に示されています)。 これにより、トランジスタのオープン チャネル ドレイン - ソースの抵抗を、たとえば KP4 よりも低くすることができ、パッシブ モードでのミキサーの損失が大幅に減少しました。 すでに述べたように、ミキサーはパッシブとアクティブの 15 つのモードで動作できます。 +2...4 dB のゲインを持つミキサーのアクティブ モードは、+1 V の電源電圧をノード AXNUMX - XNUMX のピン XNUMX に印加することによってオンになります。 トランジスタ VT3 の広帯域増幅器によって事前に 4 ～ 2 V のレベルに増幅された正弦波局部発振器信号が、バラン トランス TZ を介してミキサー トランジスタのゲートに供給されます。 アンプ入力、ノード A4 - 4 のピン 1 に供給される局部発振器信号電圧は 200 mV を超えてはなりません。 整合回路 L2、C17、R17、L3、C16、いわゆるダイプレクサは、ミキサの出力に接続されています。 そのタスクは、ミキサーのダイナミック レンジを改善し、中間周波数信号を強調し、アンプの後続段から変換生成物の「花束」を最大限に取り除くことです。 選択された IF 信号は、ダイオード VD2 のスイッチを介して、反応性負帰還 [3] を備えた増幅回路に従って、トランジスタ VT4、VT1 で作られた高線形、低ノイズのプリアンプに供給されます。 このタイプのアンプは感度が高く、ダイナミックレンジが広いです。 動作の安定性を高めるために、増幅段はベース電流に関して安定化されます。 また、マイクロ波周波数での励起を防ぐために、図に示すように、トランジスタ VT3、VT4 のコレクタ端子にフェライト リングが配置されています - FR. 信号フィードバック係数を弱めるために、アンプは、オンの減衰器を介して互いに分離されています。減衰値が 25 dB の抵抗 R27 ～ R3。 メイン選択フィルタ ZQ4 は、昇圧変圧器 T8 を介してトランジスタ VT4 上の増幅器の出力に接続されています。 フィルタ回路を図に示します。 7。
1 つの水晶振動子 ZQ7 ～ ZQ154 を使用した多段ラダー フィルター回路に従って作成されます。 このプロトタイプは、128 kHz の古い低品質水晶を使用した R-XNUMX タイプ (「アムール」、「モリブデン」) の古い軍用受信機の回路で「見られました」。 PAL/SECAM テレビ デコーダ用に設計された最新の共振器では、次の特性を持つフィルタが得られました。
フィルタの傾斜の急峻さが不十分な場合は、点線の図に示す共振器を設置できます。 フィルタの後、降圧トランス T9 を介した信号は、トランジスタ VT5 の広帯域アンプに供給されます。 トランジスタは共通ゲート回路に従って接続され、比較的高いドレイン電流で動作し、固有ノイズが低く、ダイナミック レンジが広いです。 その役割は、フィルターとトランスの減衰を補償することです。 トランス T10 のタップからコンデンサ C3O およびノードのピン 8 を介して、受信信号はメインアンプ、ノード A4-2 に供給されます。 送信モードでは、ノード A4-2 で生成された CW または SSB 信号は、ノード A3-4 のピン 1、つまりトランジスタ VT1 で作られる送信経路の広帯域増幅器の入力に供給されます。 アンプの出力から、信号はコンデンサ C5 とダイオード VD1 のスイッチを介してミキサー T1 - TZ DA1 に供給され、そこでトランシーバーの動作周波数の 1 つに転送されます。 ノード A4 のピン 1 を介して、3 つの信号がノード AXNUMX (DFT) に供給されます。 受信モードと送信モードに応じた方向の信号の通過は、ピンダイオード VD1VD2 タイプ KA507A を使用したスイッチによって制御されます。 制御電圧がトランシーバーのノード A6 からピン 7 (RX) またはピン 9 (TX) に印加されると、ダイオードのロックが解除されます。 これらのダイオードの選択は偶然ではありません。 開いているときの抵抗は 0,1 ～ 0,4 オームで、最大 500 W の電力を送信できます。 同じ回路がユニットの増幅段に電圧を供給し、適切なモードで動作します。 メイン IF アンプ、ノード A4-2 の回路を図に示します。 8. ノード A4-1 の出力抵抗とノード A4-2 の入力抵抗は約 50 オームであるため、同軸 RF ケーブルで接続できます。 共通ゲート回路に従って接続されたトランジスタ VT1、VTV の入力段は、低ゲイン、低ノイズ、および大きなダイナミック レンジを備えています。 カスケードは、IF 周波数に同調された共振回路 L1C3 にロードされます。
メインの IF 増幅は、2 ゲート電界効果トランジスタ VT4 ～ VT10、VT3 を使用した 1 段アンプによって実行されます。 トランジスタの最初のゲートの電圧は、ツェナー ダイオード VD2 によって +0 V に安定します。 トランジスタの 8 番目のゲートは、手動または自動 (AGC) ゲイン制御と、送信中のアンプの自動ロックを提供します。 これを行うには、ノードのピン 5 を介して、ノード AXNUMX からの XNUMX ～ +XNUMX V の制御電圧がトランジスタのゲートに供給されます。 ノード A4-2 の IF パスのゲインは 60 dB を超えません。 トランジスタ VT2、VT3、VT10 のカスケードの K はそれぞれ約 16 dB、VT4 のカスケードは約 6 dB です。 このようなゲイン分布の選択は重要であり、これらのステージのモードは多くの要件に基づいて選択されます。主な要件は、350 番目のゲートの非常に線形な AGC 制御特性とアンプのソフト ノイズ モードです。 線形性を維持するという同じ理由から、著者はアンプに「珍しい」BF981 ではなく、KPXNUMX トランジスタを使用しました。BFXNUMX は、ノイズ パラメータが優れているにもかかわらず、XNUMX 番目のゲートの制御特性が短いからです。 アンプの 4 段目 (VT10) と 1 段目 (VT2) の間に、フィルター ZQ1 (SSB) と ZQ2 (CW) が含まれています。 信号を受信するときは XNUMX 番目の FOS として機能し、送信するときはメインの FOS として機能して信号を形成します。 フィルタはリレー接点 KXNUMX と KXNUMX によって切り替えられます。 ZQ1 フィルタの回路とパラメータは、ノード A4 - 4 の ZQ1 フィルタと同じです。電信動作用の狭帯域水晶フィルタ ZQ2 は、図に示す回路に従って作成されます。 9にあり、次のような特徴があります。
トランジスタ VT4 のカスケードの出力抵抗と VT5、VT10 の入力抵抗は約 5 kOhm です。 フィルタ ZQ1、ZQ2 の低い入力および出力抵抗は、リアクタンス ユニット (P - 回路) L8 ～ L11、C23 ～ C30 を使用してこれらのカスケードと一致します。 このマッチング オプションにより、フィルターの減衰を大幅に減らすことができました。 増幅器の最終段の負荷である回路 L4L5 から、信号はキー検出器であるトランジスタ VT12 に送られます。 基準周波数信号は、ノード A8 からピン 6 を介してトランジスタのゲートに供給されます。 検出器内で分離された低周波信号は、ローパス フィルター C57L15C58 を通って最初の ULF 段に到達し、トランジスタ VT13、VT14 で生成され、次にコンデンサ C61 を通ってノードのピン 7 の出力に送られます。特別な注意が必要です。この段階までに支払われます。 ノード A4 でのすべての信号変換と処理は低レベル (0,1 ～ 300 μV) で行われるため、トランシーバーの LF アンプは非常に高い感度と約 + 74 dB の高ゲインを備えています。 そしてここで、今度は干渉の問題が発生します。 トランジスタ VT13、VT14 のカスケードは、複合相補型 Siklai エミッタフォロワと呼ばれます。 私たちの場合には顕著な特徴があります。 その伝達係数は低周波数範囲全体でほぼ1であり、入力インピーダンスは約1,5MOhmですが、出力インピーダンスはわずか1,5Ωです。つまり、後続の増幅段に負荷をかけません。 すばらしい！ 信号は安全にメイン ULF に入力されていることがわかりました。信号源の Rout = XNUMX オーム、つまり ULF 入力が短絡している場合、どのような干渉が発生する可能性がありますか。 送信モードでは、ノード A6 からの DSB または CW 信号が (ピン 10 を介して) トランジスタ VT8 のスイッチ段に供給されます。 カスケードの動作は、トランジスタ VT9 のスイッチによって制御されます。 次に、信号はフィルターの 1 つ (SSB 信号分離付きの ZQ2 または狭帯域電信 ZQXNUMX) を通過します。 フィルタに続くトランジスタ VT5、VT6 の共振カスコード アンプは、入力容量が低く、入出力分離が良好で、Ku が約 16 dB です。 トランジスタ VT7 には、送信中のカスケードの動作を制御するキーがあります。 ボード A4-1 のミキサーへの信号は、カスコード アンプの L7 結合コイルから来ます。 送信時には、ノード A4-2 のみのフィルターの XNUMX つが使用されますが、直列に接続された XNUMX つのノードのフィルターを使用して送信する試みは、通信相手による信号の読み取りが不十分だったため、トランシーバーの設計に反映されませんでした。 カスケード オン トランジスタ VT11 は、送信中に信号をセルフリスニングするように設計されています。 セルフリスニング信号のレベルは、ノードのピン 9 を介してトランジスタの 7 番目のゲートに制御電圧を印加することによって調整されます。 信号は、コンデンサＣ４０およびＣ５３を介してノードＡ４ ２ の送信経路の出力段の結合コイルＬ７から取り出される。 VD2 - VD4、R20、C32、C3З、L12 チェーン、および VD5 ダイオードにより、電圧スイッチカスケードを電源から完全に切り離し、特に 100 を超えるインダクタンスを含むカスケードでのスイッチング ノイズを排除することができます。 μH。 ノードA5。 メイン ULF と AGC ノード A4-2 の出力からの低周波信号は、ピン 5 でノード A1 の入力に供給されます (図 10)。
最初の ULF ステージは、低インピーダンスのオーディオ周波数信号ソースで動作するように特別に設計された低ノイズ アンプである DA1 チップ (KR538UNZA) 上に作られています。 使用される標準接続バリアントでは、マイクロ回路は最大 +47 dB の信号増幅を提供します。 これに続くトランジスタ VT1 および VT2 (すでによく知られている Siklai エミッタ フォロワ) のカスケードには負荷がかかりません。 リピータの出力から、信号は低周波バンドパス フィルタ L1-L5C11-C15 に供給されます。このフィルタは、エッジでの減衰が 250 ～ 300 Hz ～ 3500 ～ 4000 Hz の周波数帯域を選択します。 30dB。 言い換えれば、LF に関してのみ、EMF に似た結果が得られます。 このようなフィルタの特性は、204 オームに等しい入力抵抗と出力抵抗が正確に一致し、フィルタの LC 素子の許容値が 5% 未満である場合にのみ得られます [4]。 フィルタ入力は、1 オームの直列接続抵抗 R2 を介してトランジスタ VT5、VT200 のカスケードに接続されており、エミッタ フォロワの Rout が 1,5 オームであることを考慮すると、マッチングはほぼ完璧です。 フィルタ出力には負荷抵抗 R6 も含まれています。 フィルタの後、リレー K1 の常閉接点を介して、信号 (図 10 の点 A) は 4 チャンネルの低周波信号スイッチ、つまり DA6 マイクロ回路の入力に送られます。 そこで、送信モードでは、電信信号の自己監視信号がノードＡ６から送信される。 スイッチの切り替えは、制御信号がトランシーバのノード A4 からピン 7 に印加されるとき、つまり受信から送信に切り替わるときに発生します。 DA1 チップのチャンネル 4 の出力から、信号は AGC アンプの入力 (ポイント B) に供給されます。 チャンネル 2 の出力からパワーアンプの入力 (ポイント C) まで、DA5 マイクロ回路の典型的なスイッチング回路に従って作られ、PA 入力にはフォトカプラ U1 で作られたリモートボリュームコントロールが取り付けられています。 このオプションは、制御範囲が狭いにもかかわらず、長い接続ワイヤを備えた従来のポテンショメータの優れた代替品であり、干渉やバックグラウンドノイズの原因となることがよくあります。 電信およびデジタル信号を受信する際の選択を増やすために、マイクロ回路 DA5 および DA2 上に作成されたアクティブ ローパス フィルターがノード A3 に取り付けられます。 -6 dB レベルと -20 dB レベルでのフィルター帯域幅は、それぞれ 240 Hz と 660 Hz です。 A4-2 ノードにも 800 Hz の帯域幅を持つ水晶フィルターがあることを考慮すると、PSK で作業する場合でもこれで十分です。 ノードのピン 1 に +1.1 V の電圧が印加されると、フィルタはリレー接点 K1.2 (K2 および K15) によって低周波パス回路に接続されます。小さな制限内で同調周波数を変更するためにアクティブ フィルターを使用するか、回路を少し複雑にして、「Mot.sp」フィルター [1,2、XNUMX] と同様の除去を行います。 AGC アンプは VT3 ～ VT8 トランジスタを使用して作られています。 VT3VT4 のカスケードによって増幅された信号は、倍電圧検出器とダイオード VD3 ～ VD7 で作られた「AND」要素を介して、異なる時定数を持つ 18 つの RC 回路 (R36C19 と R35C5) を充電します。 AGC 制御信号は VT6VT7 の DC アンプで生成されます。 アンプ入力の構成抵抗 R2 は、AGC 応答レベルを設定するために使用されます。 著者のトランシーバでは、このレベルは約 22 μV です。 構成抵抗 R5 は、AGC システムの制御特性の傾きを調整します。 トランジスタ VT21 を高いスロープで使用しないでください。 トランジスタのソースにある抵抗 R1,2 の両端の電圧は 6 V (制御の基準) を超えてはなりません。 AGC 制御電圧はトランジスタ VT7 のコレクタから除去され、S メーターがトランジスタのエミッタに接続されます。 トランジスタ VT8 および VTXNUMX のカスケードは、受信から送信へ、またはその逆への移行中に過渡プロセスを確立するために小さな遅延を提供します。 AGC の実際のテストでは、次の結果が示されました。トランシーバー入力の信号が 2 μV から 1 V に変化したとき、出力信号の変化は 5 dB 以内であり、より慎重に調整した場合は 3 dB 以内でした。 AGC 調整範囲は約 114 dB で、良好な受信パスには十分です。 抵抗値が 1 オームの抵抗をトランジスタ VT6 のベース回路 (図 560) に導入し、ベース端子と共通線の間に接続することをお勧めします。 これにより、このトランジスタの静止電流の設定がさらに簡単になります。 トランシーバーの送信パスはノード A6 から始まり、構造的に 6 つの部分 (ノード A1-6 と A2-XNUMX) に分割されます。 SSB モードでの信号伝送の効率を高めるために、トランシーバーは信号リミッター、いわゆる「スピーチ」プロセッサーを使用します。これにより、SSB 信号の平均パワーを 4 ～ 6 倍 (6.. .8dB）。 DXQSO または QRM (QRN) 条件を実行する場合、制限された信号の品質が高く、明瞭度が優れています。 ノード A6-1 はそのようなデバイスで、マイクとトランシーバーの DSB ドライバーの間に接続されます。 ユニットの概略図を図11に示します。
マイクからのオーディオ周波数信号はノードのピン 1 に供給されます。 次に、コンデンサ C2 とレベル レギュレータ (ノード A2-3 のピン 6 とピン 1 の間に接続された可変抵抗器) を介して、信号は DA1 チップ上に作成されたマイク アンプに供給されます。 トランシーバーではエレクトレット マイクが使用され、R1 - R3C1 チェーンがその電力を供給します。 L1C4 ローパス フィルターは、自身の送信機からマイク アンプの入力への高周波干渉を減衰し、それによって自己励起のリスクを軽減します。 リレー接点 K1 はアンプ補正回路を切り替えて、300 ～ 3000 Hz の範囲の周波数応答を +16 dB まで高めます。 アンプの低周波出力信号 (150...200 mV) のレベルは、同調抵抗 R9 で設定されます。 トランジスタ VT1 のエミッタフォロワを介して、信号は B. ラリオノフ (UV9DZ) によって開発されたリミッター回路に供給されます [5]。 トランジスタ VT5 は、RF リミッターの最初のキー ミキサーです。 VT5 ゲートは、トランジスタ VT0,7 ～ VT3 で作られた基準水晶発振器から約 4 V の振幅の信号を受け取ります。 VT2 ソース回路の L25C5 回路の周波数は 500 kHz に設定されています。 電気機械フィルタ ZB1 によって分離された単側波帯信号は、電界効果トランジスタ VT6 とダイオード VD3VD4 で構成される増幅器リミッタに供給されます。 制限の程度は、VD6VD3 ダイオードが切断されているときのトランジスタ VT4 のドレインの RF 電圧と、ダイオードが接続された後の同じ点の電圧の比として定義されます。 この値は 7...8 dB です。 トリマー抵抗器 R24 は VT4 のカスケード ゲインを設定し、最小限の制限で SSB 信号の最適なレベルを維持します。 これは、無線の送信信号を最小クリッピング レベルと最大クリッピング レベルで比較するときに重要です。 高調波と結合周波数の増加を抑制するために、信号は最初のものと同じ 2 番目の EMF ZBXNUMX を通過します。 電界効果トランジスタ VT7 のカスケード (Ku = 6...10 dB) はフィルターの減衰を補償しますが、優れた EMF では取り付けられない可能性があります。 制限された単側波帯信号は、電界効果トランジスタ VT8 上の 500 番目の主要なミキサー/検出器に供給され、そのゲートには 2 kHz の基準発振器信号も供給されます。 検出されフィルタリングされた信号は、DA2 チップ上のオペアンプによって増幅され、VT6 トランジスタ上のエミッタ フォロワを介して A2-35 生成ユニットに供給されます。 スピーチプロセッサの出力レベルは、トリミング抵抗 RXNUMX によって設定されます。 リレー K2 および KZ を使用すると、送信パスからスピーチ プロセッサを除外できます。 ローカル QSO を実行する場合、受信ポイントの信号レベルが高く、制限によって明瞭さが低下する可能性があるため、このオプションが必要になる場合があります。 DSBおよびCW信号電圧ドライバーであるA6-2ノードの図を図12に示します。 XNUMX。
上部バンドの基準水晶発振器は、VT1VT2 トランジスタを使用して作成されます。 水晶共振器 ZQ1 (1 kHz) と直列に接続されたインダクタ L8862,7 により、メイン選択フィルタの周波数応答の下側のスロープにある -20 dB レベル ポイントに対応する周波数にジェネレータを正確に調整できます。 基準発振器信号は、トランジスタ VT2 のエミッタから、トランジスタ VT3 のバッファ増幅器を介して、バリキャップ VD2VD3 と変圧器 T1 で作られた平衡変調器に供給されます。 また、VT2 エミッタからの信号は、ノードのピン 2 を介してノード A4-2 を介してキー検出器に供給されます。 この変調器は高い線形性を備えており、搬送波を少なくとも 56 dB 抑制することができます (著者による繰り返しテスト) 変調器は、調整抵抗 R20 と R24 を使用して平衡化されています。 トランジスタ VT8 のアンプ (Ku = 6 dB) を介して、ノード A6-1 からのオーディオ周波数信号電圧が平衡変調器トランスの一次巻線の中点に供給されます。 カスケードは、トランシーバーの動作タイプに応じて、電源電圧がスイッチからピン 15 と 16 に印加された場合にのみ動作します。 同じ回路にはリレー K1 が取り付けられており、その接点で平衡変調器の出力を伝送路に接続します。 エミッタ回路ＶＴ８内の同調抵抗Ｒ５０から、ノードＡ７に位置するＶＯＸ回路にＡＦ信号が供給される。 操作された水晶 CW 信号発振器は、VT9 トランジスタ上に作成されます。 水晶共振器 ZQ3 の周波数は、共振器 ZQ8863,5 の周波数より 1 Hz 高い (800 kHz)、つまり、トランシーバの主選択フィルタの透過帯域内に収まります。 CW 発生器は、ノード A9 にあるキー回路を使用して、抵抗 R43、R44 を介してトランジスタ VT7 のベース回路を介して制御されます。この回路は、電信信号の立ち上がりと立ち下がりに必要な時間パラメータ (それぞれ 5 ミリ秒と 7 ミリ秒に等しい) を生成します。 。 SSB または CW の動作のタイプに応じて、平衡変調器または電信局部発振器からリレー K4 の接点を介して信号がトランジスタ VT1 のベースに供給されます。 送信機の DSB および CW 信号の調整可能なアンプは、トランジスタ VT3 に組み込まれています。 カスケード ゲインは、手動信号電力レギュレータ (ノード A5-6 のピン 2 経由) および VT10 トランジスタで作られた ALC 制御回路から、トランジスタの XNUMX 番目のゲートの電圧を変更することによって調整されます。 カスケードの負荷は、IF 周波数に同調された L4L5C26 回路です。 結合コイルＬ５からは約１Ｖの出力信号が取り出され、ブロックＡ４－２のＩＦプリアンプおよびメイン選択フィルタに供給される。 VT6VT7 トランジスタの基準発振器は、逆帯域を聞くために使用されます。 水晶共振子 ZQ2 の周波数 (8865,8 kHz) は、FOS 周波数応答の上部の傾きの -20 dB 点に対応し、コンデンサ C45 によって正確に調整されます。 DA1 チップには、電信動作中に信号を自己監視し、SSB モード (動作タイプ - 「TUNE」) でトランシーバーを調整するための RC トーン ジェネレーターが含まれています。 この発生器の周波数 800 Hz、レベル約 50 mV の信号は、ノードのピン 11 を介してトランシーバーの ULF、ノード A5 に供給されます。 抵抗 R60 を選択することで、信号レベルを増減できます。 電信を使用する場合、VT9 のジェネレーターと同期して「TX/KEY」回路を介して正の信号を送信することにより、トーン ジェネレーターがオンになります。 送信機を SSB モード (「TUNE」) に設定すると、トーン ジェネレーター信号は外部の分配器とスイッチング回路を介して A6-1 ノードのマイク入力に供給されます。 ノード A7 は、VOX 音声制御デバイスを使用するか、電信キーまたはペダルを押したときに、トランシーバーを送信モードに切り替える制御を行います。 ノード図を図に示します。 13.
受信モードでは、ノードのピン 15 に常に供給される +11 V の電源電圧は、トランジスタ VT13 および VT14 の制御されたスイッチの出力、ピン 13 (RX) にのみ存在します。 VOX システムの入力 (ノード A1 のピン 7) は、トランシーバーのマイク アンプの出力 (ノード A7-6 のピン 1) に接続されます。 対応する +3 V 電源電圧スイッチを介してノード A7 のピン 15 に印加すると、VOX での動作が可能になり、トランジスタ VT1 のカスケードによって増幅された AF 信号は、トランジスタ VT2 で作られた制限アンプに供給されます。 信号制限電圧、つまり VOX システムの応答しきい値は、調整された抵抗 R4 によって設定されます。 制限された信号はダイオード VD1、VD2 によって検出され、7 ボルトを超えるレベルでタイミング チェーン C9R9 に供給されます。 トリマー抵抗器 R0,2 は、音声制御システムの応答遅延時間を 2 ～ XNUMX 秒以内に設定します。 次に、この信号はトランジスタ VT5、VT6 で作られた単一バイブレータをトリガーし、トランジスタ VT7、VT8 の反転段を介して VT13 と VT14 の主要な段が閉じ、トランジスタ VT11、VT12 の段が開き、+12 V の電圧がかかります。ノード (TX) のピン 15 に表示されます。 この出力からの電圧は、送信モードで動作するトランシーバー回路に供給されます。 マイクアンプからの信号がない場合、C7R9 RC チェーンによって決定された時間が経過すると、これらの主要なステージが「リバース」状態に切り替わり、+13 V (RX) の電圧がピン 15 に現れ、ピンの電圧が12がゼロになります。 トランシーバーのスピーカーからマイクに入る音によって送信モードがオンになるのを防ぐために、トランジスタ VT3、VT4 には、通信相手の信号が存在する間ずっと VOX 動作をブロックする「アンチ VOX」デバイスが装備されています。 「アンチVOX」入力（ノードA2のピン7）はULF出力に接続されています。 ULF からの信号はトランジスタ VT3 によって増幅され、ダイオード VD3、VD4 によって整流され、コンデンサ C14 を充電します。 トランジスタ VT4 の重要なステージは、VOX システムのメイン タイミング回路である C7R9 をバイパスします。 トリマー抵抗器 R10 は、「アンチ VOX」システムの応答しきい値を設定します。 トランジスタ VT9 と VT10 で行われるカスケードは、それぞれ電信キー (KEY) またはペダル (PTT) からのトランシーバーの送信への切り替えを制御します。 CW モードの制御回路により、「半二重」動作が可能になります。 テレグラフ キー (ピン 8) を押すと、トランジスタ VT9 (ピン 6、回路 TX/KEY) のコレクタに定電圧が現れ、チェーン R32C19VD5 を介して VT5、VT6 でワンショットをトリガーし、スイッチを切り替えます。チェーンに沿った主要なステージ。 CW モードの一時停止時間は、抵抗 R18 と並列に接続された同調抵抗 R9 の値によって決まり、0,1 ～ 0,6 秒にすることができ、これらの一時停止中に通信相手の信号が確実に聞こえるようにします。 このモードはテストで作業する場合に便利です。 CW モードで一時停止せずに動作するには、送信中にペダルを踏むだけです。 VOXシステムがオフの場合はペダルによりSSBモードでの送信への切り替えも行われます。 VT10 トランジスタのスイッチの出力からのペダル (PTT) からの制御信号は、R36C22VD6 回路を介してモノバイブレーターの入力に供給されます。 トランシーバ調整モード (TUNE) では、+5 V の電圧がノード A7 のピン 15 に印加され、この電圧は R40C25VD7 回路を通じて単安定の入力にも供給され、トランシーバが送信に切り替わることを保証します。 トランジスタ VT15 および VT16 のキー ステージは、ノード A2 の短絡アンテナ リレーを制御するために使用されます。 トランシーバーバンドスイッチノードA9は、図14に示す図に従って作成されます。 1,8. トランシーバーの電源をオンにすると、XNUMX MHz 帯域が自動的にオンになります。
DD1 チップには、クロック周波数が約 1 Hz の発生器が組み込まれており、その信号は下向きカウンタである DD2 チップのクロック パルスの入力に送信されます。 連続カウントの方向は、A2 ノードのピン 3 とピン 9 に接続された外部スイッチング回路 (DOWN ボタンと UP ボタン) によって制御されます。 カウンタ DD2 の出力 3 進 3 進コードは、デコーダチップ DD1 を使用して 18 進コードに変換されます。 トランジスタ VT1 ～ VT3 の制御キーは DD8 マイクロ回路の出力に接続されており、そこを介して電源電圧がレンジ切り替えリレーのノード A10、A11、AXNUMX、AXNUMX、AXNUMX に供給されます。 トランシーバーの局部発振器は、産業用 VHF 発生器 (ノード A12) と可変分周比の分周器 (ノード A8-1) に基づいて作成されます。 信号はトランシーバー ミキサーに供給される前に、ノード A8-2 で事前にフィルター処理されます。 デジタル通信モードの動作時に局部発振器周波数の高い安定性を確保するために、トランシーバーは FLL (周波数ロック ループ) 周波数安定化システム、ノード A10 を使用します。 ノード A12 は、HF-VHF 無線局 R-107M のスムーズ レンジ ジェネレーターです。 その回路図を図に示します。 15. 発生器の動作周波数範囲は 30,15 ～ 63,7 MHz です。 発電機は密閉されたユニットなので、時間周波数特性を乱さないように、開けたり、回路に変更を加えたりすることはお勧めできません。
著者がトランシーバーに取り付けた GPA の周波数ドリフトは、パッシブ サーモスタットを使用して、50 分間のウォームアップ後、どの周波数でも 15 Hz を超えませんでした。 可変分周比を持つ分周器であるノード A8-1 の図を図に示します。 16. P107M 発生器からの信号は、トランジスタ VT1、VT2、およびマイクロ回路 DD1 で作られる整形器の入力に供給されます。 D1.1 チップの最初の要素は、アンプとして線形モードで動作します。
信号はシェイパーから、マイクロ回路 DD2 および DD3 (2 ビット バイナリ分周器) に送られます。 トランシーバーの有効範囲に応じて、分周器の分周係数 (4-8-1) の選択は、リレー スイッチ K4 ～ KZ と DD8,862 チップ上の論理スイッチによって決定されます。 動作範囲に応じて、1 MHz に等しい Ff で DPKD の出力で得られる局部発振器周波数のスペクトルを表に示します。 XNUMX.
DD5 チップには加算器とバッファーステージが含まれています。 信号は、最初の DD5 要素の出力から FLL 周波数安定化システムの入力 (A11-8 ノードのピン 1 経由) に供給され、12 番目の要素の出力からデジタル スケールの入力 (ピン) に供給されます。ノードの XNUMX)。 トランシーバーの最初のミキサーの局部発振器信号は、可能な限りクリーンでモノクロである必要があります。 これを行うには、要素 DD5 3 の後の方形信号が、DD6 マイクロ回路と形成回路として動作する変圧器 T1 を使用して正弦波信号に変換されます。 VT3 トランジスタをベースとした広帯域アンプは、約 +14 dB のゲインと、最大 40 MHz の周波数まで均一な周波数応答を備えています。 ローパスフィルター L1C14C15C16L2 のカットオフ周波数は 25 MHz です。 19 ～ 20 MHz の周波数では、ノード A8-1 の出力は、200 オームの負荷に対して 250 ～ 50 mV の振幅を持つ純粋な正弦波になります。 周波数が低い範囲では、正弦波の歪みと振幅の増加が観察されます。 FLL周波数安定化装置（ノードA10）の図を図17に示します。 XNUMX。
GPA 信号は、さまざまな除算係数 (M) を備えた DD1 および DD2 マイクロ回路のバイナリ カウンタのラインに供給されます。 必要な分周比 DD1 はリレー K1 ～ K4 を使用して選択されます。 DD2 カウンタの除算係数は、1024 と 4096 の一定になるように選択されます。デジタル ミキサーは DD3 チップ上に作成されます。 3 MHz 水晶発振器 DD4 からの基準周波数信号は、DD50 チップの入力 D に供給されます。 クロック周波数は DD3 チップの入力 C、つまり DD1 に供給されます。 DD2 と DD12 を使用して GPA の周波数を数 M で割ったもので、DD2 チップの出力 Q2 から除去された補正パルスはトランジスタ スイッチ VT2 に送信されます。 この周波数は 10 進数で 1 桁異なり、出力 Q2 からの同じ DD1 から取得されます。 キー VTXNUMX と VTXNUMX は DAXNUMX チップ上に作られた積分器の動作を制御し、積分器の出力から GPA バリキャップに制御電圧が供給されます。 このスキームは [6] から借用していますが、一部の修正が元のソースとは異なります。 特に、DD1マイクロ回路の最初のバイナリカウンタの出力には、トランシーバの動作範囲に応じて分周係数を選択するためのリレースイッチが取り付けられています。 DD3 デジタル ミキサーは高速 74AC74 マイクロ回路を使用しており、主要なトランジスタ VT1 と VT2 は高周波のものに置き換えられています。 追加のオペアンプ DA2 もデバイスに含まれています。 オペアンプ DA2.1 の半分には加算器があり、その役割は、基準電圧 +1 V に対して積分器 DA7,5 の出力における制御電圧の範囲を狭めることです。 DA1 マイクロ回路では、抵抗 R7 と R15 の接続点で、制御電圧は 0 +11 V の範囲で変化します。その後、DA2 の出力では、この電圧はすでに +5,5 ～ 9,5 V になります。これは、 R-107M から密閉された GPA を開放し、バリキャップ VD9 と直列に接続された公称値 270 pF のコンデンサ C1 を選択しないようにします。 R-5,5M GPA のバリキャップにはすでに同じ値のバイアス電圧が (内部で) 供給されているため、制御電圧の下限は +107 V レベル未満であってはなりません (図 15 を参照)。 抵抗器 R14 と R15 の値の比率は出力電圧の変化の制限を決定し、R-107M の発電機の特定のインスタンスに合わせて選択できます。 DA2.1 で作成されたインバーターにより、DA1 出力に対する制御電圧の極性を維持できます。 基準周波数 DD4 のソースとして、TTL 出力レベルの古いコンピューターからの 43 MHz の周波数の統合水晶発振器 SXO-50V を使用しました。 ノード A14 のピン 15 と 10 は、トランシーバーのフロント パネルの同調ノブの隣にある外部スイッチ (たとえば、押しボタン スイッチ) を介して相互に接続されます。 スイッチが閉じるとトランシーバーは再調整され、スイッチが開くと周波数が捕捉されます。 図に示されている抵抗器 R5 と R12 の値では、積分器 DA1 の全サイクル (最小出力電圧レベルから最大出力電圧レベルまで) の時間は 50...60 秒です。 これは、低周波数ドリフト (オーバーラン) のある発電機に対応します。 GPA のドリフト時間が 600 Hz/min を超える場合 (明らかにシールが破損していたり、衝撃荷重を受けたそのような試験片もあります)、R5 と R12 の定格は 1 MOhm に下げる必要があります。 インテグレータのサイクル時間をわずか数秒にまで大幅に短縮します。 SSB および CW 動作の場合、FLL 安定化システムは実際には使用できません。デジタル タイプの通信の場合にのみ FLL 安定化システムをオンにする必要があります。 P1_1_system の動作時に捕捉された周波数を維持する精度は、数時間にわたって ±10 Hz より優れています。 ノード A8-2 (図 18) には、トランシーバーの局部発振器信号のスペクトル純度を向上させる 5 次ローパス フィルターが含まれています。 フィルターカットオフ周波数: L1C1-C3L2 - 6 MHz; L3C4-C6L4 - 11,3MHz; L5C7-C9L6 - 13,5MHz; L7C10-С12L8 - 17MHz。 10 MHz および 28 MHz 範囲のローパス フィルターは DPKD ボード上に配置されており、代わりにノード A8-2 に整合減衰器が接続されています。 ノード A8-2 の出力では、信号 (正弦波) の振幅と形状は、局部発振器のすべての動作周波数における標準に対応します。
リレーK1およびK2-局部発振器スイッチ（メインまたは補助）。 トランシーバーのデジタルスケールであるノード A11 (図 19) には特別な機能はなく、その回路と設計は提案されたものとは異なる可能性があります。
トランシーバーの 13 番目の GPA、ノード A20 は、図 91 に示す図に従って作成されます。 107. 同様のオプションは、たとえば「Largo-XNUMX」トランシーバーなど、著者の以前の開発でかつて使用されていました。 そして、トランシーバーの主要なパラメーターが測定されたのはこの GPA でした。 トランシーバーに XNUMX 番目の VFO を取り付けることは必須ではありませんが、R-XNUMXM のジェネレーターがない場合は、代替として行うことができます (すべての人にとって十分な数はありません!)。
GPA は回路設計が同じ 11 つの発生器で構成されていますが、周波数設定回路のパラメータとバッファ カスケード トランジスタのエミッタ回路に抵抗が存在しない点が互いに異なります。 抵抗 R20 は 2 つの発電機すべてに共通です。 ジェネレーターは XNUMX セクションの可変コンデンサーによって調整されます。 図では、 図 XNUMX は、XNUMX つのジェネレータのうちの XNUMX つの図を示しています。 各発電機の抵抗とコンデンサの値を表に示します。 XNUMX.
発電機の切り替えは、+5,6 V の電源電圧をノード A2 のピン 7 ～ 13 に印加することによって実行されます。 ジェネレータの出力は、DPKD ボードの L8C2C1C14L15 と同様に、ローパス フィルタを介してノード A16-2 に接続する必要があります。 図のようなデジタルスケール。 19. FLL システムは 2 番目の GPA にも適していますが、DA7 チップを回路から除外する必要があり、GPA 離調バリキャップの制御信号を抵抗 R12 とコンデンサ CXNUMX の間の接続点から削除する必要があります。 文学
著者: Kir Pinelis (YL2PU)、ラトビア、ダウガフピルス。 メモリ YL2HS
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