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無線電子工学および電気工学の百科事典 過負荷保護付きトランジスタ電圧レギュレータ
連続電圧安定化装置についてはすべて書かれているようです。 それにもかかわらず、信頼性が高く、それほど複雑ではない（トランジスタが XNUMX つまたは XNUMX つ以下の）スタビライザの開発は、特に負荷電流が増加した場合、非常に重要な課題です。なぜなら、最初の XNUMX つは制御トランジスタの信頼性の高い保護の要件だからです。過負荷から。 この場合、過負荷の原因を取り除いた後、スタビライザは自動的に正常な動作に復帰することが望ましい。 これらの要件を満たす必要があると、多くの場合、安定化回路が大幅に複雑になり、その効率が著しく低下します。 この記事の著者は、彼の意見では、最適な解決策を見つけようとしています。 最適な解決策を見つける前に、最も一般的な回路に従って作られた電圧安定化装置の負荷特性 Uout = f(Iout) を分析してみましょう。 [1] で説明されているスタビライザーでは、過負荷になると、出力電圧 Uout が急速にゼロに低下します。 ただし、電流は減少せず、負荷に損傷を与えるのに十分である可能性があり、制御トランジスタによって消費される電力が許容限界を超える場合があります。 [2] では、同様のスタビライザーにトリガー保護が追加されています。 過負荷になると、出力電圧が低下するだけでなく、電流も低下します。 ただし、保護は出力電圧が 1 V を下回った後にのみ動作し、条件によっては制御トランジスタの熱過負荷を除去できないため、十分な効果はありません。 このようなスタビライザーを動作モードに戻すには、負荷をほぼ完全にオフにする必要がありますが、これは、特により複雑なデバイスの不可欠な部分として機能するスタビライザーの場合には、常に受け入れられるわけではありません。 スタビライザーの保護。その図を図に示します。 1、過負荷による出力電圧のわずかな低下ですでにトリガーされます。 回路要素の定格は、出力電圧 12 V に対して 1 つのバージョンで示されています。VD814 が D139B の場合は括弧なし、KS3E の場合は括弧内です。 このようなスタビライザーの動作の簡単な説明は [XNUMX] にあります。
その優れたパラメータは、必要なすべての信号が安定した出力電圧から形成され、両方のトランジスタ (VT1 の調整と VT2 の制御) が電圧増幅モードで動作するという事実によって説明されます。 このスタビライザの負荷特性を実験的に測定した結果を図に示します。 2 (曲線 3 および 4)。
出力電圧が公称値から逸脱すると、その増加分はツェナー ダイオード VD1 を介してほぼ完全にトランジスタ VT2 のエミッタに伝達されます。 ツェナー ダイオードの微分抵抗を考慮しない場合、ΔUе - ΔUout となります。 これはOSがマイナスのシグナルです。 しかし、このデバイスには良い面もあります。 これは、分圧器 R2R3 を介してトランジスタのベースに供給される出力電圧増分の一部によって生成されます。
安定化モードの合計フィードバックは負であり、エラー信号は次の値です。
R3 と比較して R2 が小さいほど、絶対値が大きくなります。 この比率を小さくすると、スタビライザーの安定化係数と出力抵抗に有益な効果が生じます。 それを考えると
ツェナー ダイオード VD1 は、可能な最大値を得るために選択する必要がありますが、出力安定化電圧は低くなります。 抵抗 R3 を、順方向に接続され、直列に接続された 4 つのダイオードに置き換えると (たとえば [3] で提案されているように)、ΔUb と ΔUbe の式で R3 の位置が変わるため、スタビライザーのパラメーターが改善されます。オープンダイオードの小さな微分抵抗によって吸収されます。 ただし、そのような交換では、スタビライザーが保護モードになったときにいくつかの問題が発生します。 これらについては以下で詳しく説明しますが、ここでは抵抗 RXNUMX を同じ場所に残しておきます。 安定化モードでは、抵抗 R1 の両端の電圧降下は実質的に変化しません。 この抵抗を流れる電流は、ツェナーダイオード電流 VD1 とトランジスタ VT2 のエミッタ電流の和であり、トランジスタ VT1 のベース電流とほぼ等しくなります。 負荷抵抗が減少すると、R1 を流れる電流の最後の成分が増加し、最初の成分 (ツェナー ダイオード電流) がゼロまで減少します。その後、出力電圧の増加はツェナーを介してトランジスタ VT2 のエミッタに伝達されなくなります。ダイオード。 その結果、負帰還回路が破壊され、正帰還ループが動作し続けるため、両方のトランジスタが雪崩のように閉じ、負荷電流が遮断されます。 保護が作動する負荷電流は、次の式を使用して推定できます。
ここで、h21e はトランジスタ VT1 による電流伝達係数です。 残念ながら、h21e には、電流と温度に応じて、トランジスタ インスタンスごとに大きなばらつきがあります。 したがって、多くの場合、セットアップ中に抵抗 R1 を選択する必要があります。 高負荷電流用に設計されたスタビライザーでは、抵抗 R1 の抵抗は小さくなります。 その結果、負荷電流が減少するとツェナー ダイオード VD1 を流れる電流が非常に増加するため、電力を増加させたツェナー ダイオードを使用する必要があります。 負荷特性 (図 3 の曲線 4 および 2 を参照) には、動作モードと保護モードの間の比較的長い移行セクションが存在します (これらのセクションは、トランジスタ VT1 の熱レジームの観点から最も重いことに注意してください)。これは主に、スイッチング プロセスの進行が抵抗 R1 を介した局所負帰還によって妨げられるという事実によって説明されます。 電圧が低いほど 他の条件が等しい場合、抵抗 R1 の値が高くなるほど、ツェナー ダイオード VD1 の安定化が進み、スタビライザの動作モードから保護モードへの移行が「遅く」なります。 これは、以前になされた結論と同様に、可能な限り高い安定化電圧を備えたツェナー ダイオード VD1 を使用することが推奨されるという結論であり、実験的に確認されています。 図に示す回路によるスタビライザーの出力電圧は次のようになります。 D1B ツェナー ダイオード (Ust = 814 V) を使用した図 9 は、同様の KS139E ツェナー ダイオード (UCT = 3,9 V) と比較して、負荷への依存度が大幅に低く、過負荷時により「急峻に」保護モードに切り替わります。 図に示すように、追加のトランジスタ VT3 をスタビライザに追加することで、スタビライザの負荷特性の遷移セクションを削減し、完全に削除することもできます。 3.
動作モードでは、このトランジスタは飽和状態にあり、スタビライザの動作には実質的に影響を与えず、出力電圧の温度安定性がわずかに悪化するだけです。 過負荷の結果、ツェナー ダイオード電流 VD1 がゼロになる傾向がある場合、トランジスタ VT3 がアクティブ状態になり、その後閉じて、保護を迅速にオンにする条件が作成されます。 この場合、負荷特性には滑らかな遷移部分がありません (図 1 の曲線 2 を参照)。 動作モードのダイオード VD2 および VD3 は、トランジスタ VT2 に基づいて電圧を安定化させ、スタビライザーの基本パラメータの向上に役立ちます。 ただし、追加のトランジスタ VT3 がないと、OS のプラスの成分が弱くなるため、保護に悪影響を及ぼします。 この場合、保護モードへの切り替えは非常に遅く、負荷電圧がトランジスタ VT2 に基づくダイオード VD3 および VD2 によってサポートされる値に近い値まで低下した後でのみ発生します (図 2 の曲線 2 を参照)。 検討されているスタビライザには、多くのアプリケーションにとって重大な欠点があります。つまり、過負荷の原因を取り除いた後も保護状態のままであり、負荷が接続された状態で電源電圧が印加されても動作モードにならないことがよくあります。 それらを起動するにはさまざまな方法があります。たとえば、トランジスタ VT1 のコレクタ - エミッタ セクションに並列に取り付けられた追加の抵抗を使用するか、([4] で提案されているように) トランジスタ VT2 のベースに「給電」します。 この問題は、負荷下での始動の信頼性と短絡電流の大きさとの間の妥協によって解決されますが、これは常に許容できるものではありません。 [5] と [6] で検討されている発射ユニットの変形はより効果的ですが、全体としてスタビライザーが複雑になります。 あまり一般的ではありませんが、スタビライザーを保護モードから解除するための興味深い方法が [7] で提案されています。 それは、特別に設計されたパルス発生器が定期的に調整トランジスタを強制的に開き、スタビライザーをしばらくの間動作モードにするという事実にあります。 過負荷の原因が取り除かれると、次のインパルスの終了時に保護は再び機能せず、スタビライザーは正常に動作し続けます。 過負荷時に制御トランジスタによって消費される平均電力はわずかに増加します。 図では、 図 4 は、この原理に基づいて動作するスタビライザーの考えられるオプションの 7 つの図を示しています。 これは、別個のユニットであるパルス発生器が存在しない点で、[1] で説明されているものとは異なります。 過負荷になると、コンデンサ C3 を介して閉じられる正のフィードバック ループにより、スタビライザは発振モードになります。 抵抗 R4 はコンデンサの充電電流を制限し、外部負荷が閉じているときは RXNUMX が発電機負荷として機能します。
電源電圧が印加された後に過負荷が存在しない場合、スタビライザーは抵抗 R2 のおかげで起動します。 コンデンサ C1 は、直列に接続されたオープン ダイオード VD2 と抵抗 R3 ～ R5 によって分路されているため、自励条件は満たされず、デバイスは前述したものと同様に動作します (図 1 を参照)。 スタビライザーが保護モードに移行する間、コンデンサ C1 はブースターとして機能し、プロセスの開発を加速します。 保護モードでのスタビライザーの等価回路を図5に示します。 XNUMX.
負荷抵抗 Rн がゼロに等しい場合、コンデンサ C1 の正端子は抵抗 R4 を介して共通線 (入力電圧源のマイナス) に接続されます。 安定化モードでコンデンサが充電された電圧は、トランジスタ VT2 のベースに負極で印加され、トランジスタを閉じた状態に保ちます。 コンデンサは電流 i1 によって放電されます。 抵抗 R3 ～ R5 とオープン ダイオード VD2 に電流が流れます。 VT1 のベースの電圧が -0,7 V を超えると、ダイオード VD2 が閉じますが、コンデンサの再充電は抵抗 R2 を流れる電流 i2 によって続行されます。 トランジスタ VT2 のベースが小さな正の電圧に達すると、後者とそれに伴って VT1 が開き始めます。 コンデンサ C1 を介した正のフィードバックにより、両方のトランジスタが完全に開き、コンデンサが電流 i3 でほぼ電圧 Uin まで充電されるまでしばらくこの状態に留まり、その後トランジスタが閉じてサイクルが繰り返されます。 図の図に示されているものを使用します。 5 要素定格、生成されるパルスの持続時間は数ミリ秒、繰り返し周期は 100 ～ 200 ミリ秒です。 保護モードにおける出力電流パルスの振幅は、保護動作電流とほぼ等しくなります。 ダイヤルミリ電流計で測定した短絡電流の平均値は約30mAです。 負荷抵抗 RH が増加すると、トランジスタ VT1 と VT2 が開いた状態で、負のフィードバックが正のフィードバックを「上回り」、発電機が再び電圧安定器に変わる瞬間が来ます。 モードの変化が発生する RH の値は、主に抵抗 R3 の抵抗値に依存します。 その値が小さすぎる（5 オーム未満）場合、負荷特性にヒステリシスが現れ、抵抗 R3 がゼロの場合、電圧の安定化は負荷抵抗が 200 オームを超える場合にのみ回復します。 抵抗R3の抵抗値が大きくなりすぎると、負荷特性に過渡部分が発生します。 トランジスタ VT2 に基づく負極性パルスの振幅は 10 V に達し、このトランジスタのベース-エミッタ部分の電気的破壊につながる可能性があります。 ただし、ブレークダウンは可逆的であり、その電流は抵抗 R1 と R3 によって制限されます。 発電機の作動には影響しません。 トランジスタ VT2 を選択するときは、そのコレクタ - ベース セクションに印加される電圧がスタビライザの入力電圧と出力電圧の合計に達することも考慮する必要があります。 機器の動作中、電圧安定器の出力は通常、コンデンサ (C2、図 4 に破線で示されている) によって分路されます。 その容量は 200 μF を超えてはなりません。 この制限は、出力の完全な短絡を伴わない過負荷時に、このコンデンサが発電機の正帰還回路に入るという事実によるものです。 実際には、これは発電機が重大な過負荷でのみ「起動」し、負荷特性にヒステリシスが現れるという事実で表されます。 抵抗 R4 の抵抗は、パルス中の両端の電圧降下がトランジスタ VT2 (-1 V) を開き、ゼロ負荷抵抗で自己生成条件が確実に満たされるのに十分な値でなければなりません。 残念ながら、安定化モードでは、この抵抗はデバイスの効率を低下させるだけです。 保護を正確に動作させるには、許容される負荷電流においても、スタビライザの最小 (リップルを含む) 入力電圧が通常動作に十分なままである必要があります。 12 V の定格出力電圧で上記のすべてのスタビライザーをテストする場合、電源は出力に 14 μF のコンデンサを備えた 10000 V ブリッジ ダイオード整流器でした。 VZ 38 ミリボルトメーターで測定した整流器出力のリップル電圧は 0,6 V を超えませんでした。 必要に応じて、保護のパルス特性を使用して、音などのスタビライザーの状態を示すことができます。 後者の場合、過負荷になると、パルス繰り返しレートでクリック音が聞こえます。 図では、 図 6 は、パルス保護を備えたより複雑なスタビライザの図を示しています。このスタビライザには、この記事の最初の部分で説明した欠点がほとんどありません (図 4 を参照)。 出力電圧は12 V、出力抵抗は0,08オーム、安定化係数は250、最大動作電流は3 A、保護閾値は3,2 A、保護モードの平均負荷電流は60 mAです。 トランジスタ VT2 にアンプが存在するため、必要に応じて、トランジスタ VT1 をより強力な複合トランジスタに置き換えることにより、動作電流を大幅に増やすことができます。
このスタビライザーの保護アルゴリズムは、以前に説明したものとほとんど変わりません。 保護モードでは、トランジスタ VT2 と VT3 は周波数設定コンデンサ C1 を備えたパルス発生器を形成します。 コンデンサ C2 は高周波寄生の発生を抑制します。 スタビライザーの出力回路には、効率を低下させる直列抵抗 (R4 と同様、図 4 を参照) はなく、抵抗 R1 が発電機の負荷として機能します。 ダイオード VD1、VD2、およびトランジスタ VT4 の目的は、図に示す回路によるスタビライザーの要素 VD2、VD3、および VT3 と同様です。 3. 制限抵抗 R4 の値の範囲は、数十オームから 51 kオームです。 スタビライザの出力は、最大 1000 μF の容量のコンデンサでバイパスできますが、負荷特性にヒステリシスが発生します。保護しきい値 3,2 A では、戻り電流の測定値が変化します。安定化モードまでの電流は 1,9 A です。 モードを明確に切り替えるには、負荷抵抗の減少により、トランジスタ VT3 が飽和する前にツェナー ダイオード VD2 を流れる電流が停止する必要があるため、抵抗 R1 の値は、保護が動作すると、このトランジスタのコレクタとエミッタの間に少なくとも 2 V の電圧が残ります... 3 V が残ります。保護モードでは、トランジスタ VT2 が飽和状態になり、その結果、負荷電流パルスの振幅が 1.2 になる可能性があります。 ...保護動作電流の1,5倍。 抵抗 R1 が大幅に減少すると、トランジスタ VT2 によって消費される電力が大幅に増加することを考慮する必要があります。 コンデンサ C1 の存在により、理論的にはスタビライザーの出力電圧のリップルが増加する可能性があります。 しかし、これは実際には観察されませんでした。 出力安定化電圧は、ダイオード VD1 と VD2、トランジスタ VT4 のベース-エミッタ間での電圧降下の合計、ツェナー ダイオード VD3 の安定化電圧からトランジスタ VT3 のベース-エミッタ間での電圧降下を引いたものに等しくなります。 - ツェナー ダイオードの安定化電圧より約 1,4 V 高い。 保護トリップ電流は次の式を使用して計算されます。
トランジスタ VT2 の追加アンプのおかげで、計算された負荷電流がかなり大きくても、抵抗 R3 を流れる電流は比較的小さくなります。 これにより、スタビライザーの効率が向上する一方で、低電流で動作可能なツェナー ダイオードを VD3 として使用する必要があります。 図 (図 6 を参照) に示されている KS211Zh ツェナー ダイオードの最小安定化電流は 0,5 mA です。 このようなスタビライザーは、その本来の目的に加えて、バッテリーの放電リミッターとしても機能します。 これを行うために、バッテリー電圧が許容値より低い場合に保護が動作し、それ以上の放電を防ぐように出力電圧が設定されます。 この場合、抵抗器 R6 の値を 10 kΩ に増やすことをお勧めします。 その結果、動作モードでデバイスが消費する電流は 12 mA から 2,5 mA に減少します。 保護が作動する寸前では、この電流は約 60 mA に増加しますが、パルス発生器が起動すると、バッテリーの放電電流の平均値は 4...6 mA に低下することに注意してください。 考慮されたパルス保護の原理を使用すると、電圧安定器だけでなく、電源と負荷の間に設置される自己修復電子「ヒューズ」も構築できます。 ヒューズリンクと異なり、トリップ原因を取り除いた後、復旧の心配なく繰り返し使用できます。 電子ヒューズは、短期および長期の両方の全負荷または部分負荷障害に耐える必要があります。 後者は長い接続ワイヤで発生することが多く、その抵抗がペイロードの顕著な部分になります。 このケースはヒューズのスイッチング素子にとって最も深刻です。 図では、 図 7 は、パルス保護を備えた単純な自己リセット型電子ヒューズの図を示しています。 その動作原理は前述の電圧安定化回路（図4参照）に近いですが、保護が作動する前はトランジスタVT1とVT2が飽和状態にあり、出力電圧は入力電圧とほぼ等しくなっています。
負荷電流が許容値を超えると、トランジスタ VT1 が飽和状態から抜け出し、出力電圧が低下し始めます。 コンデンサ C1 を介したその増加分はトランジスタ VT2 のベースに送られ、トランジスタ VT1 を閉じ、それとともに VT1 を閉じます。 出力電圧はさらに低下し、雪崩のようなプロセスの結果、トランジスタ VT2 と VT1 が完全に閉じます。 しばらくすると、R1CXNUMX 回路の時定数に応じて再び開きますが、過負荷が続くと再び閉じます。 このサイクルは過負荷が解消されるまで繰り返されます。 発生するパルスの周波数は、許容負荷より若干高い負荷では約20Hz、全閉では約200Hzとなります。 後者の場合のパルスのデューティ サイクルは 100 を超えます。負荷抵抗が許容値まで増加すると、トランジスタ VT1 は飽和状態になり、パルスの生成が停止します。 「ヒューズ」の動作電流は、次の式でおおよそ決定できます。
実験的に選択された係数 0,25 は、トランジスタ VT1 が飽和モードからアクティブ モードに移行する瞬間、その電流伝達係数が公称値より大幅に小さいことを考慮しています。 入力電圧 12 V での保護動作電流の測定値は 0,35 A、閉路時の負荷電流パルスの振幅は 1,3 A です。ヒステリシス (保護動作電流と動作モードの復帰の差) はありませんでした。検出されました。 必要に応じて、総容量が 200 μF 以下のブロッキング コンデンサを「ヒューズ」出力に接続できます。これにより、動作電流が約 0,5 A に増加します。 負荷電流パルスの振幅を制限する必要がある場合は、トランジスタ VT2 のエミッタ回路に数十オームの抵抗を組み込み、抵抗 R3 の値をわずかに大きくする必要があります。 負荷が完全に閉じていない場合、トランジスタ VT2 のベース-エミッタ部分の電気的破壊が発生する可能性があります。 故障する前にコンデンサ C1 に蓄積された電荷は比較的小さいため、これは発電機の動作にはほとんど影響せず、トランジスタに危険を及ぼすこともありません。 検討した回路（図7）に従って組み立てられた「ヒューズ」の欠点は、負荷回路に直列に接続された抵抗R3と、負荷から独立しているトランジスタVT1のベース電流による効率が低いことです。 後者は、他の同様のデバイスでも一般的です [8]。 効率を低下させる両方の理由は、最大負荷電流 5 A のより強力な「ヒューズ」で解消されます。その回路を図に示します。 8. 負荷電流の 90 倍以上の範囲で効率が 0,5% を超えます。 無負荷時の消費電流はXNUMXmA以下です。
「ヒューズ」両端の電圧降下を減らすために、ゲルマニウム トランジスタが VT4 として使用されます。 負荷電流が許容値よりも小さい場合、このトランジスタは飽和寸前になります。 この状態は、トランジスタ VT2 が開いて飽和すると、トランジスタ VT1 と VT3 によって形成される負のフィードバック ループによって維持されます。 トランジスタ VT4 のコレクタ - エミッタ間の電圧降下は、負荷電流 0,5 A で 1 V を超えず、0,6 A で 5 V を超えません。 負荷電流が保護応答電流より小さい場合、トランジスタ VT3 はアクティブ モードになり、そのコレクタとエミッタ間の電圧はトランジスタ VT6 を開くのに十分な電圧になります。これにより、トランジスタ VT2 の飽和状態が確保され、最終的にはスイッチの導通状態が確保されます。 VT4。 負荷電流が増加すると、負帰還の影響を受ける VT3 のベース電流が増加し、そのコレクタの電圧はトランジスタ VT6 が閉じるまで減少します。 この時点で保護が作動します。 動作電流は次の式を使用して推定できます。
ここで、Req は並列に接続された抵抗 R4、R6、および R8 の合計抵抗です。 前のケースと同様、係数 0,5 は実験的なものです。 負荷が閉じているとき、出力電流パルスの振幅は保護動作電流の約 XNUMX 倍になります。 コンデンサ C2 を介して閉じられる正帰還ループの作用により、トランジスタ VT6 とそれに伴う VT2 ～ VT4 が完全に閉じられ、VT5 が開きます。 トランジスタ VT2 のベース-エミッタセクションと抵抗 R5、R7、R9、R11 を流れる電流によってコンデンサ C12 が充電されるまで、トランジスタは示された状態を維持します。 R12 はリストされている抵抗の中で最大の値を持っているため、生成されるパルスの繰り返し周期 (約 2,5 秒) が決まります。 コンデンサ C2 の充電が完了すると、トランジスタ VT5 が閉じ、VT6 と VT2 ～ VT4 が開きます。 コンデンサ C2 は、トランジスタ VT0,06、ダイオード VD6、抵抗 R1 を介して約 11 秒で放電します。 閉負荷の場合、この時点でのトランジスタ VT4 のコレクタ電流は 8...10 A に達します。その後、このサイクルが繰り返されます。 ただし、過負荷が解消された後の最初のパルスの間、トランジスタ VT3 は飽和状態にならず、「ヒューズ」は動作モードに戻ります。 興味深いのは、パルス中、トランジスタ VT6 が完全には開いていないことです。 これは、トランジスタ VT2、VT3、VT6 によって形成される負のフィードバック ループによって防止されます。 図 (図 8) に示されている抵抗 R9 の値 (51 kOhm) では、トランジスタ VT6 のコレクタの電圧は 0,3 Uin を下回ることはありません。 「ヒューズ」にとって最も不利な負荷は強力な白熱灯であり、その冷たいフィラメントの抵抗は加熱されたフィラメントの抵抗の数分の12です。 32 V 6 + 0,06 W の自動車用ランプを使用して実行されたテストでは、ウォームアップには 2 秒で十分であり、「ヒューズ」はオンになった後、確実に動作モードに入ることがわかりました。 ただし、より慣性の高いランプの場合は、より高い定格のコンデンサ CXNUMX (酸化物コンデンサではない) を取り付けることで、パルスの持続時間と繰り返し周期を長くする必要がある場合があります。 このような置換の結果として生成されるパルスのデューティ サイクルは同じままになります。 偶然に 40 に等しくなるように選ばれたわけではありません。 この場合、最大負荷電流 (5 A) のときと「ヒューズ」出力が閉じているときの両方で、ほぼ同じ安全な電力がトランジスタ VT4 で消費されます。 GT806A トランジスタは、同じシリーズの別のトランジスタ、または任意の文字インデックスを持つ強力なゲルマニウム トランジスタ (P210 など) と置き換えることができます。 ゲルマニウム トランジスタが利用できない場合、または高温で動作させる必要がある場合は、h21e>40 のシリコン トランジスタ (たとえば、任意の文字インデックスを持つ KT818 または KT8101) を使用して、抵抗 R5 の値を 10 kOhm に増やすこともできます。 このような交換後、トランジスタ VT4 のコレクタとエミッタの間で測定された電圧は、負荷電流 0,8 A で 5 V を超えませんでした。 「ヒューズ」を作成する場合、VT4 トランジスタをヒートシンク、たとえば 80x50x5 mm のアルミニウム板に取り付ける必要があります。 トランジスタ VT1,5 には、面積 2 ～ 2 cm3 のヒートシンクも必要です。 負荷なしで初めてデバイスの電源を入れ、まずトランジスタ VT4 のコレクタとエミッタ間の電圧を確認します。これは約 0,5 V であるはずです。次に、抵抗 10 ～ 20 の巻線可変抵抗器を接続します。電流計を介して出力にオームと 100 W の電力が供給されます。 抵抗を滑らかに減らし、デバイスを保護モードに切り替えます。 オシロスコープを使用して、モード切り替えが長時間にわたる過渡プロセスなしで行われること、および生成されたパルスのパラメータが上記のパラメータに対応していることを確認します。 保護動作電流の正確な値は、抵抗R4、R6、R8を選択することで設定できます(それらの値は同じままであることが望ましい)。 負荷が長時間短絡した場合、トランジスタ VT4 のハウジングの温度が許容値を超えないようにしてください。 文学
著者: A. Moskvin、エカテリンブルク
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