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無線電子工学および電気工学の百科事典 フライバックスイッチング電源の進化
私たちが読者の注意を引く記事は、テレビ、コンピュータ、その他の電子機器の電源に広く使用されているフライバック スイッチング電源に特化しています。 このようなソースはアマチュア無線家の間でも人気があります。 この記事では、KR1033EU10 および VIPer-100A マイクロ回路上に組み立てられた電源と、特殊なソフトウェア パッケージを使用したそれらの計算に焦点を当てます。 PWMコントローラー KR1033EU10(iC3842) スイッチング電源 (SMPS) は、前世紀半ばに普及しました。 そして今日、IIP はほぼ毎年進化的な変化を遂げています。 IIP の各クラスは、一度そのニッチを征服すると、永遠に、または少なくとも長期間にわたってそのニッチに留まり、ほぼ独立して発展します。 ブリッジ SMPS は通常、強力なもの (150 W 以上) として使用されます。 逆電流 SMPS は、低電力および中電力 (最大 150 W) としてよく使用されます。 現在、そのようなソースの要素ベースは非常に急速に更新されているため、平均的なアマチュア無線および国内無線業界は、開発におけるこれらの変更を大幅に遅れて追跡しています。 記事 [1033] で説明した統合 PWM コントローラ KR5EU4605 (海外アナログ - TDA1) は、まだ家庭用電化製品に導入されるまでには時間がかかりませんが、海外のビデオ機器、特にビデオ モニターでは、その新しい品種がすでに導入されています。広く使用されています - UC3842、KA3842およびUC3844、KA3844（それぞれKR1033EU10およびKR1033EU11の国内類似品）。 外部的にも基本的にもプロトタイプと何ら変わりはありませんが、比較的新しい PWM コントローラーには多くの改良が加えられています。 そして、多くのアマチュア無線家が [2] の「無線」のページにあるプロトタイプをすでに知っているとしても、UC384X シリーズの PWM コントローラを備えた SMPS の説明は、[3] を除いてまだ公開されていません。指定されたマイクロ回路は、降圧パルス電圧安定器のレギュレーターとして、やや型破りな方法で使用されます。 KR1033EU10 (UC3842、KA3842) マイクロ回路 (以降 EU10 と呼びます) と KR1033EU5 (TDA4605) (EU5 と呼びます) の主な特性と違いを簡単に見てみましょう。 両方の超小型回路は、プラスチックケース2101.8-1（外国の用語によると、DIP-8）で作られています。 EU10 ピンの目的を表に示します。
主な特徴
EU10 PWM コントローラは、EU5 と同様に、n チャネル電界効果トランジスタを絶縁ゲートに接続するように設計されており、基本的には同じ機能を備えています。 EU10の最初の特徴に注目してみましょう。 EU5 の SMPS の変換周波数は、主電源の電圧、超小型回路とスイッチング トランジスタのパラメータ、パルストランスの一次巻線のインダクタンス、負荷の消費電力などに応じて自動的に設定されます。したがって、不安定要因にさらされると、変換周波数は「変動」することがわかります。EU5 で製造された SMPS の場合、負荷電力のみに応じて、変換周波数は最大 18 kHz、最大 70 kHz の値をとる可能性があります。最小限の負荷。 このため、このようなSMPSの変圧器の設計は若干難しいため、通常、まず概算計算や試作を行い、実負荷での試験結果をもとに必要な調整を行っていきます。 EU10 マイクロ回路では、動作変換周波数は、ピン 4 に接続された外部周波数設定 RC 回路によって設定されます。RC 回路の抵抗は、5 V の高精度基準電圧の内部電源 - ピン 8 に接続されているため、さまざまな不安定化に関係なく、さまざまな要因により、動作変換周波数は厳密に固定されます。 図では、 図1のaは、図に示すPWMコントローラの出力(ピン6 Uout)のスイッチング・パルスに対応する、周波数設定コンデンサの電圧Ucの指数関数的な形状を示しています。 1、b.
PWM コントローラの動作モードを特徴付けるには、スイッチング パルス D のデューティ サイクルを使用すると便利です。これは、デューティ サイクルの逆パラメータです。 デューティ サイクル値は常に 0,5 未満です。 ただし、3 を超える値を選択することはお勧めできません [XNUMX]。 内部の追加カウント トリガが PWM コントローラ KR1033EU11 (UC3844) の出力回路に導入されており、これによりデューティ サイクル D≤0,5 が制限されますが、同時に周波数設定 RC 回路は動作周波数の 384 倍に合わせて設計されています。内部発生器（スイッチングパルスの繰り返し率と比較）。 UC3843X シリーズ PWM コントローラの一般的な簡単な説明の締めくくりとして、UC3842 は UC3845 に似ており、UC3844 は UC7,8 に似ていますが、より低い電源電圧向けに設計されていることに注意してください。 これらの場合、「オン」状態に切り替えるときの電源電圧のしきい値レベルは、個々のサンプルで9...8,4 V（平均値7 V）、「オフ」-8,2...7,6 V（平均値-XNUMX V）です。 ）。 PWMコントローラのノイズ安定性の概念を説明します（図1）。 toff 時間中、周波数設定コンデンサは、内部コンパレータの下限しきい値レベルに対応する約 1,5 V の電圧から、上限の約 2,75 V まで充電されます。このとき、 PWM コントローラーが低下しています。 コンデンサ Uc の電圧が上側しきい値レベルに達すると、内部放電回路がオンになり、コンデンサは約 0,75 V まで放電されます。このときの PWM コントローラの出力電圧は単一状態になります。 その後、tON の間。 コンデンサの両端の電圧が下側のしきい値レベルに達するまで、スイッチング トランジスタはオンになります。 この図は、充電サイクル終了時の電圧 0,1 ～ 0,5 V の干渉信号 Up が、放電回路の早期動作と内部発電機の誤起動を引き起こす可能性があることを示しています (点線で示されています)。 この特性は、検討中のクラスの PWM コントローラの主な欠点ですが、いくつかの方法で大幅に弱めることができます。 まず、容量が約 7 μF のセラミック (低インダクタンス) コンデンサがマイクロ回路のピン 8 と 0,1 に接続されます。 第 1000 に、プリント基板のトポロジーと SMPS の設計に関する特定の要件を満たし、干渉信号の振幅を低減します。これについては後で説明します。 第三に、周波数設定コンデンサの静電容量は少なくとも 4 pF になるように選択されます。 この欠点を完全に解消する最も信頼できる方法は、PWM コントローラーの動作周波数を外部パルス電圧源と同期させることです。これについては [XNUMX] で詳しく説明されています。 EU10 の 5 番目の主な違いは、SMPS の動作電流を監視する方法です。 EUXNUMX では、変圧器の蓄電巻線の電流変化が外部 RC 回路によってシミュレートされており、これらの要素が誤って選択されると、スイッチング トランジスタが故障する可能性があります。 EU10 マイクロ回路には特別な電流制御コンパレータがあり、反転入力と非反転入力の 3 つの入力があります。 ピン 1 は内部でコンパレータの非反転入力に接続されています。 抵抗または変圧器電流センサーは、スイッチング トランジスタのソース回路の外部に接続されます。 電流センサーからの信号電圧が、トランジスタのドレイン回路のピーク電流値に対応する 4 V のしきい値を超えるとすぐに、コンパレーターは PWM コントローラーの出力アンプをオフにします。 たとえば、最大ドレイン電流が 3,7 A のトランジスタの場合、保護応答レベルに対応するピーク値は XNUMX A に選択されます。SMPS が過負荷になると、パルスごとにこのようなシャットダウンが発生し、損傷が防止されます。スイッチングトランジスタ。 電流保護の応答レベルは、トランジスタのドレイン回路の抵抗値を変更するか、トランス電流センサーの伝達係数を変更することで調整できます。 EU10 の最後の XNUMX 番目の特徴は、XNUMX 番目の特徴に続くもので、SMPS の出力の電圧を調整する方法です。 レギュレーションの原理は同じであることに注意してください - パルス幅制御です。 EU5 が二次巻線の電圧がゼロからゼロに移行することによってエネルギーの次の部分の転送完了の瞬間を制御し、補助通信の出力の電圧を一定に維持するためにそのような新しい部分を発行する場合巻線、つまり負荷時の EU10 の動作は多少異なります。 SMPS の出力電圧を調整し、不安定要因の悪影響を中和するために、エラー信号アンプの入力 (ピン 2) が使用されます。ピン 1 には、トランスの追加の補助巻線が接続され、それによって外部コイルが形成されます。フィードバック ループ。一次制御ループと呼ばれます。 アンプは、不安定要因による妨害的な影響を監視し、通信巻線の出力と負荷の電圧が一定に保たれるようにスイッチング パルスのパラメータを調整します。 誤差信号アンプの伝達特性の周波数特性と位相特性は、その安定性を決定しますが、このアンプの出力に内部接続されているピン XNUMX に接続された外部 RC 回路によって調整されます。 このマイクロ回路のアーキテクチャのおかげで、開発者はピン 1 を外部トランジスタを使用して共通のワイヤに接続し、SMPS のリモートまたは緊急シャットダウン (スタンバイ モードへの移行 - スタンバイ モード) に使用できる機能を提供しました。 出力に電気的に接続された光電子センサーがこのピンに接続されている場合、XNUMX 番目の出力電圧制御回路が得られ、SMPS の安定化特性が向上し、さらに SMPS の「ソフト」スタートが可能になります。 SMPS の出力電圧の安定化は次のように発生します。 マイクロ回路内の誤差信号増幅器の出力は、整合回路を介して電流制御コンパレータの反転入力に接続されます。 電流センサーはコンパレーターの非反転入力に接続されています。 電流コンパレータでは、各スイッチング パルスの開始の瞬間から、これら XNUMX つの信号が比較されます。 信号が一致すると、蓄積巻線の電流が必要なピーク値に達した時点で各スイッチング パルスが停止します。 通常モードでは、これはピーク電流がスイッチング トランジスタのドレイン電流の制限値に達するよりもはるかに早く発生します。 次に、ピーク電流が変圧器の動作電力を決定します。 インダクタンス L を持つ変圧器の蓄積巻線に蓄積されるエネルギーは、W = LIP2/2 の等式によって決まります。この時点でエネルギーの蓄積が停止すると、巻線の直線的に増加する電流が必要なピーク値 IP に達すると、二次電源回路はエネルギーの必要な部分を受け取ります。 さらに、主電源 U0 の定電圧で、たとえば変換周波数が 0 倍異なる 100 つのバージョンのコンバータを比較すると、蓄積巻線のインダクタンスも 2 倍異なるはずです。二。 これは、比率 U50 /L によって決まる鋸歯状電流の上昇率を変更するために必要です。 したがって、たとえば、転流パルスの作用の瞬間に変換周波数 0 kHz で巻線に流れる電流が 4 μs 後にピーク値に達すると、周波数 1 kHz では、コイルのインダクタンスが XNUMX 倍になるため、同じ電圧 UXNUMX - XNUMX μs 後。 両方のオプションの電力は同じままです。これは、それを特徴付ける式 P=W/T (T=XNUMX/f は変換周波数の周期) では、分子と分母の両方が比例して変化するためです。 ただし、これらのオプションのトランスの磁気コアの寸法は大きく異なります。周波数が高くなるほど、同じ電力に必要な磁気コアは小さくなります。 同様に、インダクタンス L が一定で電圧 U0 が変化すると、時間間隔 tON が変化します。 この間、エネルギーは U0 / L の比に反比例するため、変圧器の一次巻線に蓄積されます。 したがって、各パルスに蓄積されたエネルギーは一定のままであり、不安定化要因とは無関係です。 EU10 マイクロ回路のブロック図、機能説明、設計上の特徴を詳しく知りたいアマチュア無線家は、参考書 [4] を参照してください。 チップ KR1033EU10 の電源 提案されている SMPS の最も単純なバージョンのスキーム。 その基礎となっているのが、図に示す PWM コントローラ KR1033EU10 (UC3842、KA3842) です。 2.
SMPSの主なパラメータ
主電源電圧源、および低周波および高周波主電源フィルタは、プロトタイプ [2] と同様に設計されており、SMPS がオンになったときに電流サージを制限する要素が含まれていることを除いて、特別な機能はありません。負の TCR を備えたサーミスタ RK1。 オンのとき、その抵抗は最大になりますが、デバイスが消費する電流の影響で加熱するにつれて抵抗は減少します。 これは、起動時の VD1 ネットワーク ダイオード ブリッジの損傷を防ぐのに役立ちます。 ただし、クイック再起動では、そのような保護の有効性は低くなります。 誤差信号増幅回路の分圧器 R1 ～ R3 は、一次制御ループを使用して SMPS 出力電圧の調整と安定化を実現します。 抵抗 R6 は、消費電流が 1 mA を超えない場合、スタートアップ モードでマイクロ回路に電力を供給します。 SMPS のスイッチをオンにした後、制限抵抗 R6 を介して整流された主電源電圧がマイクロ回路の電源回路内のフィルター コンデンサ C11 に供給されます。 コンデンサの電圧がマイクロ回路が「オン」状態に移行するためのしきい値レベル (通常値 - 16 V) に達すると、コンパレータがトリガーされ、PWM コントローラのすべての要素に電力が供給されます。基準電圧源がオンになり、次にスイッチングパルス発生器と出力アンプがオンになります。 SMPS は起動モードから動作モードに切り替わり、変圧器の補助通信巻線から VD5 ダイオードを介して超小型回路に電力を供給します。 マイクロ回路によって消費される電流は 11...17 mA に増加します。 ネットワークの電圧が低下すると、SMPSの出力電圧とマイクロ回路の電源電圧が徐々に低下します。 安定化により、出力電圧の低下率は入力電圧の数百分の10になりますが、マイクロ回路の電源電圧が「オフ」状態に切り替えるためのしきい値レベル（標準値 - 6V）。 この時点でコンパレータが動作し、すべてのコントローラ要素の電源がオフになります。 マイクロ回路のオンとオフのしきい値レベルの差 (XNUMX V) (電源電圧ヒステリシス) は、起動モードでの電源回路の誤ったスイッチングを防ぐために必要です。 スイッチングパルスの繰り返し速度（SMPSへの変換動作周波数）は、R5C8回路のパラメータによって決まります。 変換周波数を計算値 f = 30 kHz に対応させるには、周波数設定要素の定格を選択する必要がある場合があります。 異なる動作周波数に対する周波数設定要素の必要な値を決定する方法については、後で説明します。 説明したバージョンの SMPS を設計する際には、ノイズの安定性を確保することに特別な注意が払われました。 コントローラ誤差信号アンプ、つまり SMPS の全体的な安定性は、R4C5 補償回路のパラメータによって大部分が決まります。 次の要素も同じ目的に役立ちます。ダイオード VD2 は、スイッチング パルスの低下時にマイクロ回路の共通電源線に対する負の電圧のサージを除去します。 ツェナーダイオード VD3。 スイッチングパルスの先頭での正電圧の「鋭い」サージを制限します。 インダクタ L2 と電流制限抵抗 R7 は、高周波でのスイッチング トランジスタの自励を防止します。 マイクロ回路のピン 9 と 10 に直接接続されたセラミック コンデンサ C7 と C8 により、アンプの安定性が大幅に向上します。 電流センサー（抵抗器R11）では、レギュレーションおよび保護回路用の鋸歯状電圧パルスが形成され、そのピーク値はスイッチングトランジスタのドレイン電流に依存します。 信号振幅はドレイン電流 1 A で 3,7 V になります。これにより、トランジスタを損傷から確実に保護できます。 抵抗と並列に接続された酸化物コンデンサC13によりスイッチングノイズが大幅に低減され、電流制御コンパレータの誤動作が防止されます。 コンデンサ C7 も同じ目的に役立ちます。 コンデンサ C6 は、マイクロ回路のピン 3 と 4 の鋸歯状電圧の急峻さを調整し、高周波干渉を大幅に低減し、コントローラに必要な安定性も確保します。 SMPS で生成される干渉の振幅を低減するには、同様に効果的な対策が必要です。 この点で非常に重要な役割を果たしているのが、パルストランスに取り付けられた静電スクリーンです。 ヒートシンクが共通のワイヤに接続されておらず、トランジスタがマイカプレートでヒートシンクから絶縁されていない場合、スイッチングトランジスタが取り付けられているヒートシンクからも強い干渉が発生します。 スイッチング トランジスタのドレインと出力巻線に接続された導体を流れるパルス電流によって、重大な干渉が発生します。 それらを弱めるために、説明されているSMPSでは、トランジスタは短い同軸ケーブルで変圧器に接続されており、整流ダイオードと出力巻線を接続する印刷導体は、長さが最小限で断面積が大きくなるように選択されています。 干渉の発生に大きく寄与しているのは、トランジスタのオンとオフのときに発生するスイッチング プロセスであることは明らかです。 電界効果トランジスタのドレイン・ソース電極間容量、変圧器巻線の分布容量および漏れインダクタンスの存在により、トランジスタがオフになった瞬間に、そのドレインに次のような現象が起こります。かなりの電圧の「急激な」サージと、その後指数関数的に減衰した高周波信号のサージです。 この信号の充填周波数は、特別な措置を講じない限り、トランスの漏れインダクタンスとトランジスタの電極間容量によって決まります。 トランスの蓄電巻線に並列に接続された VD4R10C12 ダンパー回路は、この信号の自由振動を抑制し、電圧サージを主電源に「結び付け」ます。 通常、フライバック コンバータでは、直並列接続された抵抗とダイオードの有無にかかわらず、追加のコンデンサが共通線 (ソース) に対してスイッチング トランジスタのドレインに接続されます。 これらの要素は、スイッチングプロセスを効果的に抑制するだけでなく、トランジスタがオフになった瞬間のドレインの電圧上昇率を低減するのに役立ち、それによってトランジスタの危険な瞬間電力の散逸を防ぎ、最大動作電圧の組み合わせを伝達します。電流と最大動作電圧を安全な動作モードの領域に設定します。 説明した SMPS では、この機能はインダクタ L3 によって正常に実行されます。 整流された出力電圧は、U 字型フィルタを介して負荷に供給され、これにより出力電圧リップルが必要なレベルまで低減されます。 コンデンサ C17 は SMPS の出力回路と入力回路を高周波で接続し、発生する干渉を効果的に弱め、電源回路に接続されたデバイスと SMPS の電磁両立性を大幅に改善します。 SMPS プリント基板の図を図に示します。 3. これは、厚さ 1,5 mm の片面箔ガラス繊維ラミネートで作られており、基本的にはプロトタイプ [2] の設計を繰り返しています。 例外は、基板上に残された連続メタライゼーションの広い領域であり、これはデバイスのノイズ耐性を高めるのに役立ちます。
欠陥のない部品や要素がデバイスに使用されています。 定格電圧 1 V の場合はコンデンサ C73 - K17-630、定格電圧 2 V 以上の場合は C3、C15 - K5-12、C17 および C78 - K2-15 または K5-1000。酸化物コンデンサ C4 - K50-32 。 国内の K50-35B または輸入された類似品と交換することができます。 コンデンサC9およびSTO - KM-5 - の場合、リード線は最適な最小値まで短くされ、プリント導体の側面からマイクロ回路のピン5,7、8、および13に直接はんだ付けされます。 酸化物コンデンサ C53 - K14-11 または他のタンタル、コンデンサ C50 - K35-14。 酸化物コンデンサC16～C50は輸入品です。 国産のものでも使えますが、サイズが少し大きめです。 他のすべてのコンデンサは、定格電圧が少なくとも XNUMX V のセラミック コンデンサです。 輸入サーミスタ SCK105 は、最初の 25 つのアルファベット文字がシリーズを示し、XNUMX 番目と XNUMX 番目のデジタル文字が XNUMX °C の温度での公称抵抗をオーム単位で示し、最後の桁が最大動作電流をアンペア単位で示し、置き換えることができます。同様のパラメータを持つ国内のものと。 輸入抵抗器 R11 を除いて、すべての抵抗器は OMLT であり、サイズは国内の OMLT-1 にほぼ対応します。 トリマー抵抗器 R2 - SPZ-38b。 整流器ブリッジ KTs405A (VD1) を、許容逆電圧が少なくとも 400 V、電流が少なくとも 1 A の別個のダイオードに置き換えます。 ダイオード D310 (VD2) の許容順電流は 0,5 A、逆電圧は20 V は、最大電流時の順方向電圧降下が 0,5 V を超えない、ショットキー バリアを備えた最新のダイオードと置き換えることができます。ツェナー ダイオード (VD3) を、安定化電圧 16 の他の低電力ダイオードと置き換えます。 ..18 V。VD4 (KD257D) の代わりのパルス ダイオードは、動作周波数が少なくとも 50 kHz、最大逆電圧 1000 V、最大電流 3 A になるように設計する必要があります。ダイオード KD220B (VD5) は KD220A または KD213A に置き換えられます。同様のパラメータを持つ別のもの。 最大 6 kHz の動作周波数を持つ整流ダイオード KD100B (VD200) は、10 V の逆電圧と XNUMX A の最大電流に耐えることができます。低電流用に設計された同様のダイオードを電流なしで並列接続することができます。イコライジング抵抗。 最新のダイオードを使用することも可能です。 KP707V2トランジスタを、最大ドレイン・ソース間電圧が700V以上、許容ドレイン電流が4A以上の輸入類似品と交換します。有効冷却面積100のヒートシンクに取り付けられます。熱伝導性ペースト KPT-200 で両面をコーティングした雲母プレートを通して 2 cm8。 基板のプリント導体側にあるトランジスタのドレイン端子は、あらかじめ中心コアにフェライトチューブを通しておいた、外径約5mmの短い同軸ケーブルでトランスに接続されています。 図では、 図 3 は従来どおり、インダクタ L3 を接続するための始点と終点を示していますが、ケーブル セグメントのイメージは示されていません。 さらなる干渉を排除するには、ケーブル編組を厳密に定義された場所、つまり VD4 ダイオードと変圧器の端子 3 の接続点のすぐ近く、他方で共通線に接続する必要があります。ゼロ電位 R11C13 の共通点。 フェライト チューブは、要素 R11、C13 の下のプリント導体の側で基板に絶縁ガスケットを介して接着されます。 L1ラインフィルターの工業用チョークを自作のものに交換しても構いません。 これを、外径約 0,35 mm のフェライト リング ラジオ テープ レコーダー 1500NM ～ 2000NM に 20 本の導体 MGTF 2 を充填するまで巻き付けます。 チョーク L3 と L5 は、それぞれ長さ 7 ～ 10 mm と 12 ～ 1,0 mm のチューブのセクションで、チョーク DM-2 などで使用される高周波フェライトで作られています。図では、インダクタ L0,41 の場合、PEVT ワイヤの 3 ターンあたり 4 が必要で、L10 の場合は 35 ターンが必要です。 筆者のバージョンでは同様の輸入品を使用しており、インダクタ40つにつき400ターン（貫通）が必要でした。 チョーク L30 は、2NN フェライト製の直径 1,5、長さ XNUMX ～ XNUMX mm のロッドに巻かれています。 その巻線には XNUMX ターンの PEV-XNUMX XNUMX ワイヤが含まれています。 トランス T1 の磁心は、テレビ 12(20)USCT などのテレビ電源に使用される M21NMS3000 フェライトの 2 つの半分 Ш3x4x2,4 から組み立てられており、中央ロッドに 26 mm の非磁性ギャップがあります。 巻線は、接触端子を備えた標準フレームに巻かれます。接触端子の番号は、図に示されている番号に対応しています。 それらは次のように実行されます。 まず、一次巻線の最初のセクションが 0,41 本のワイヤで 0,05 ターンの PEVT 25 で巻かれます。 厚さ2 mmのニスを塗った生地の1,5層で断熱されています。 PEV-10 12 ワイヤの 14 ターンの出力巻線が絶縁体上に巻かれます。 この場合、フレーム上の端子１０、１２、１４を取り外し、巻線を端子として使用し、それぞれ端子１０と端子１２、端子１２と端子１４の間のスロットに通す。 この図では、端末番号は従来どおり 10a および 12a と指定されています。 次に、12 つの絶縁層が敷かれ、14 ターンを含む一次巻線の 10 番目のセクションがその上に巻かれます。 最後に、補助通信巻線は直径 12 ～ 44 mm の PEVT ワイヤを 12 回巻いてフレームの幅全体に均等に配置し、その上を別の絶縁層で覆います。 変圧器のフェライト プレートを接着した後、磁気コアと一緒に巻線が 0,15 層の銅箔で作られた静電スクリーンで覆われます。 巻線の巻き数は磁性コアと非磁性ギャップによって決まるため、別の磁性コアについて再計算する必要があります。 SMPS は 41 線ケーブルでネットワークに接続されており、そのケーブルの間に PKn2 スイッチまたは TV1-2 トグル スイッチと XNUMX A ヒューズが接続されています。 変圧器の製造中に巻線の位相が乱れず、保守可能な部品が使用されている場合、デバイスのセットアップはトリミング抵抗 R2 を使用して出力電圧を設定するだけで済みます。 周波数設定回路 R5C8 の各素子を選定せずに使用すると、動作周波数が計算値から若干ずれる可能性があります。 SMPS で使用されるほとんどの要素の種類と定格は、コンピューター支援設計の結果に従って決定されます。これについては後で説明します。 リバースSMPSの設計機能 おそらく、説明された IIP は一部のアマチュア無線家を完全に満足させ、彼は何も変更せずにそれを繰り返すことを決定するでしょう。 しかし、そのような出来事が起こる確率は非常に非常に小さいです。アマチュア無線の関心の範囲に応じて、それらは常に多面的であり、パラメータが与えられたものと大きく異なるソースが必要になる場合があります。 したがって、実際のほとんどの場合、記載されているデバイスを修正し、それに特定の変更を加えることが必要になります。 無線電子部品を製造する STMicroelectronics グループは、VIPer という商品名で一連の超小型回路を開発し、ロシアを含む世界市場で販売しています。 使用されている略語の詳細については説明しませんが、この製品がスイッチング トランジスタや PWM コントローラを含む SMPS の主要部分の統合バージョンであることだけを述べておきます。 開発者によると、このような超小型回路はSMPSの設計者とオペレータの作業を大幅に容易にするはずです。 ディスクリート設計と比較して、VIPer スイッチ SMPS の素子ベースのコストがある程度 (2 ～ 4 倍 - 選択したマイクロ回路に応じて) 増加しますが、コンピュータ支援設計の可能性によって完全に補償されます。機能不全が発生した場合、マイクロ回路を交換するだけで機能が迅速に回復します。 VIPer マイクロ回路に基づく SMPS の自動設計のために、同じ会社は無料配布のソフトウェア パッケージ VIPer Design Software を開発しました。 容量 2.12 MB のプログラムの最新バージョン (v4) は、開発者の Web サイトからダウンロードできます。 。 このソフトウェア パッケージ (以下、DS (設計ソフトウェア) と呼びます) を使用して、UC3842 PWM コントローラに基づいて説明したバージョンの SMPS を設計することができます。 ユーザーフレンドリーなインターフェイスにより、このような複雑なタスクを数分で完了できます。 DS を使用する前に、要素の選択と SMPS での変換の動作周波数の設定に関連するいくつかの設計上の特徴を明確にしましょう。 パルスフライバックトランスでは、磁気回路は常に中心ロッド（コア）上の非磁性ギャップで作られることに留意する必要があります。 私たちは、W 字型のプレートを備えた変圧器と、最新の KB (RM の外国版) 磁気コアについて話しています [5、6]。 また、パルストランスにフェライトを使用する傾向にも注目してください。たとえば、ブランド名に記号 C が含まれる M3000NMS-2 などです。これは、この材料で作られた磁性ワイヤが使用できることを示しています。強い磁場は、他の磁場とは異なり、固有損失の負の温度係数によるものです。 効率が低下し、変圧器と他の要素との電磁適合性が低下したにもかかわらず、非磁性ギャップを放棄することはできません。 第一に、強い磁場ではギャップによって磁気回路の飽和が防止され、第二に、スイッチング トランジスタの動作モードを正しく選択すると、ギャップの存在によって電流パルスの振幅値の過度の増加が防止されます。そのドレイン回路。 したがって、損失を我慢し、動作変換周波数の基本波と高調波に関連する干渉放射の強度が 100 kHz を超えると比較的急速に増加するという事実を考慮する必要があります。 もちろん、ドメインが非磁性物質によって互いに分離されている磁性材料もあります（たとえば、モリブデンパーマロイグレード MP-60、MP-140、MP-160、MP-250、など）、磁気コアの作動容積全体に分散されているため、ギャップが存在するため、原理的にはギャップなしでソリッド磁気コアを使用することが可能です。 SMPS における損失の XNUMX 番目の原因は、高周波でのフィールド浸透深度の減少による巻線導体の抵抗の増加です。 したがって、この現象によって引き起こされる損失を減らすには、元の導体と同等の断面積を持つ複数の平行な導体から巻線を作成することをお勧めしますが、側面は断面の周囲に沿っています導体の数は数倍大きくなります。 より正確には、この場合の側面の増加は、平行な導体の数の平方根に比例します。 損失の XNUMX つ目の原因は、磁気回路の磁化反転に関連しています。 そして最後に、最後の XNUMX 番目の損失源は、過渡スイッチング プロセスを抑制するさまざまな抵抗コンデンサ回路を使用する必要があることと、SMPS で使用される無線素子 (酸化物コンデンサ、電界効果トランジスタ、整流ダイオード) の速度が制限されていることによるものです。 。 これらの要素の非正弦波 (パルス) 電圧と大きな電流振幅 (最大数アンペア) により、要素の損失がかなり大きくなります。 DS を使用して SMPS を設計する場合は、これらすべての損失を考慮する必要があります。 変圧器の損失は巻線と磁気コアの加熱につながるため、それらを評価するには基準の 30 つが使用されます。強制冷却を行わない場合の変圧器の許容温度上昇で、通常は 50 ℃の範囲内で選択されます。 1 °C、または損失の比重は変圧器電力の 5 ～ XNUMX% に相当します。 SMPS の全体的なパフォーマンスは効率に基づいて評価されます。 最良の場合、その値は 92 ～ 95%、最悪の場合 - 60 ～ 65% に達する可能性があります。 スイッチングトランジスタと整流ダイオードの選択 スイッチングトランジスタは計算なしで複数のマージンを持って選択できます。 しかし、この問題はもっと合理的に解決できます。 設計されたSMPSの技術的特性に応じて、スイッチングトランジスタが準拠する必要があるパラメータを決定するにはどうすればよいですか? 残念ながら、DS パッケージは、提起された質問に直接答えるものではありません。 したがって、まず、トランジスタ Uc のドレインにおけるパルス電圧の形状を検討します (図 4)。
初期データによれば、ネットワーク整流器の出力における定格ネットワーク電圧が 220 V の場合、整流ダイオードとサーミスターの電圧降下を考慮せずに、[7] U0 = 220√ を取得します。2 さらに、トランジスタのドレインには、整流された主電源電圧に追加の電圧 Uadd. が存在します。 外国の文献や DS では UR (reflected - 反射、誘導) と呼ばれています。 パルストランスのいくつかのバリエーションの試作設計の結果が示すように、その値は常に DS で提案されているデフォルトの 310 V に非常に近いことがわかります。追加電圧の実際の値を決定する方法を示します。 インダクタンスの両端の電圧は、その中の電流の変化率に直接比例します: U = LΔI/Δt または U・Δt = L・ΔI。 トランジスタがオンになったときとオフになったときの電流変化は定常状態のプロセスでは同じであるため、図の S+ と S- で示される長方形の面積は次のようになります。 4. それらの面積を計算すると、方程式 Uo・D・T = Uadd(1-D)T または変換後 Uadd = Uo・D /(1-D) が得られます。 一方、エネルギー伝達プロセスの幾何学的解釈によれば、二次巻線の出力電圧は、一次巻線の変換された追加電圧です: Uadd = k・Uout、ここで、k = wl/wout は変換係数です。 (wl、wout はそれぞれ一次巻線と出力巻線の巻数です)。 厳密に言えば、図に示すように、最初のサイクルでネットワークから取得されたエネルギーの各部分が 4 番目のサイクルで負荷に完全に転送されると仮定します。 図４に実線として示されており、トランジスタがオンになった瞬間に送信が終了することは、ある程度条件付きである。 実際には、SMPS は連続磁束モードと断続磁束モードの XNUMX つのモードで動作できます。 実際には、これは、スイッチング トランジスタがオンになるまでに巻線の電流がゼロになっている場合、このモードは断続流モードに相当することを意味します。 そうでない場合は、連続的なフロー状態が発生します。 図では、 図 5 は、SMPS 素子の電圧と電流の図を示しています。 Uc - トランジスタのドレインの電圧。 lc - スイッチングトランジスタのドレイン電流。 lw out - 二次巻線の電流。 UH は負荷の両端の電圧です。
連続電流モードは図 5 に相当します。 50、a. その主な特徴は、トランジスタが特定のドレイン電流でオンになることです。 このモードの利点は、他のモードと比較して SMPS 素子のピーク電流が最も低く、出力電圧リップルが最も低いことです。 主電源電圧が最小値まで低下すると、デューティ サイクルが XNUMX% を超えて増加する可能性がある場合、DS は計算を調整する必要があることをユーザーに警告します。 これは、シングルサイクルパルスモードにおける磁気回路の磁化の特殊性と、トランジスタのドレイン電流の振幅が許容限界を超えて増加する可能性があるためです。 断続電流モードを図に示します。 5、c。 エネルギー伝達プロセスが完了すると、ダイオードが閉じます。 巻線では、パルス電圧が減少すると、減衰自由振動が発生します。 このモードは、SMPS 要素の最大の電流振幅と最大の出力電圧リップルによって特徴付けられます。 最適なモードは、図に示す 5 つの名前付きモード間の遷移です。 XNUMXB. DS プログラムを使用すると、トランジスタの電流と電圧の振幅、形状を制御できるだけでなく、設計された SMPS の動作モードと、考えられるネットワーク電圧でのパルス デューティ サイクルの値を決定することができます。 トランジスタのドレインに作用する電圧は、漏れインダクタンス (DS では漏れインダクタンスと呼ばれます) によって大幅に増加します。 これは、変圧器内の漂遊磁界に直接関係しています。 スイッチングパルスの動作中、トランジスタが開いているとき、エネルギーは蓄積巻線だけでなく漏れインダクタンスにも蓄積されます。 トランジスタがオフになると、このエネルギーにより、図に示すように、ドレインに追加の電圧サージが発生します。 4点線。 それを制限するためにダンパーチェーンが使用されます。 DS プログラムでは、抵抗コンデンサ回路 (RC Clamper) または制限ツェナー ダイオード (Transil Clamper) のいずれかを選択できます。 漏れインダクタンスとそれに関連する電圧サージの計算は、巻線のインダクタンスと巻線間動的静電容量、変圧器の磁気コアの非磁性ギャップ、巻線の断面、設計パラメータを考慮する必要があるため、非常に複雑な作業です。デザインや他の多くの要素の影響を受けます。 DS プログラムでは漏れインダクタンスの特定の平均値が使用され、必要に応じてユーザーが強制的に変更できます。 SMPS 設計のそれぞれの特定のケースにおける電圧サージ制限のレベルは、波形ウィンドウ (オシログラム) で監視でき、最大許容ドレイン-ソース電圧に基づいてトランジスタを選択するときに考慮できます。 DS の整流ダイオードの選択は簡単です。 OUT (出力) ウィンドウには、順電流と逆電流、順電圧降下、最大許容逆電圧などのパラメータに関する必要な情報が表示されます。 逆SMPSの自動設計 それで、コンピュータの電源を入れて、DS プログラムを起動します。 モニター画面にスプラッシュ画面が数秒間表示され、その後ウィンドウが開きます (図 6)。 デフォルトでは、プログラムは「Default.vpa」という名前で「空の」プロジェクトをロードします。
マウス カーソルを画面上の青い入力ボタンに移動すると、ツールチップがモニタ画面に表示されます: [Edit of AC Line Parameters] (AC ネットワーク パラメータの編集)。 ボタンを押します。 図に示すように、[入力パラメータ]ウィンドウがモニタ画面に表示されます。 7。
[Line Frequency] セクション (主電源周波数) で 50 Hz を設定し、[AC Input Range] セクション (入力交流電圧間隔) でスライダーを使用するか、適切なウィンドウにカーソルを置いた後 - キーボードから入力して、[Minimum Voltage] を設定します。 (最小電圧) と最大電圧 (最大電圧)、最初は 5 V の精度で、10 番目は -1 V です。キーボードから任意の電圧を 10 V の精度で設定できます。ほとんどのデバイスでは、ネットワーク電圧の許容変化は、公称値の -5 ～ +195%、または間隔を増やす方向に丸めた後 - 240 ～ XNUMX V とみなされます。間隔を多少広く設定することもできますが、いずれの場合も、値が大きいほど、使用される要素ベースの要件が厳しくなるため、デフォルトで設定したままにしないでください。 次に、同じウィンドウで「入力リップル」セクション (入力電圧リップル振幅) に移動し、必要な値を設定します。 ネットワーク整流器フィルタコンデンサの容量と出力電圧リップルの振幅はこのパラメータに依存し、さらに負荷電流と出力フィルタコンデンサの容量にも依存します。 許容リップル値は 10 ～ 30 V です。30 V に設定し、[完了] ボタンをクリックして完了します (必要に応じて、[キャンセル] ボタンを使用して変更をキャンセルできます)。 [入力パラメータ] ウィンドウが自動的に閉じ、システムはいくつかの調整を行います。たとえば、主電源整流器のフィルタ コンデンサの容量が変更されます。 次の設計段階では、動作変換周波数の設定とスイッチング トランジスタの予備選択に進み、VIPer ボタンを押します。 表示される [VIPer および規制パラメータ] ウィンドウ (図 8) の [VIPer の選択] ウィンドウで、製品のドロップダウン リストを呼び出し、VIPer 100A を選択します。 ここで、その名前のすぐ下に、主なパラメータが表示されます。 Rdson: 2,8 オーム (オン時のドレイン-ソース セクションの抵抗)。 Idlim: 3,0 A (ドレイン電流制限); Vdmax: 700 V (最大ドレイン電圧)。 「Around VIPer」セクションでは、反射電圧値はシステムによって設定されたままになり、スイッチング周波数は 30 kHz に設定されます。 これにより損失が軽減され、希少部品を使用する必要がなくなりますが、トランスのサイズを最小限に抑えるには、より高い周波数（最大 100 kHz）を使用する方が良いでしょう。 「規制」セクションは非アクティブなままであり、編集できません。 これは、二次制御ループを導入した後にのみ実行できます。 「完了」ボタンをクリックします。 ウィンドウは自動的に閉じます。
その後、緑色の「アウト」ボタンに移動します。 開いた「Parameters Main Output」ウィンドウ (メイン出力電圧源のパラメーター) (図 9) で、「Output Power」セクションの編集に進みます。「Voltage」ウィンドウで、27 V を設定します。 現在のウィンドウで 3 A をダイヤルします。 [最小電流] ウィンドウではプログラムを 0 mA に設定したままにし、アイドル モードで動作できることを前提としています。
次に、「出力タイプ」セクション (出力フィルター) を編集します。 デフォルトの Self U 字型 LC フィルタはインストールされたままにしておくことができます。 「直接」を選択した場合 (フィルタは負荷と並列に接続されたコンデンサです)、非常に大きなコンデンサが必要になる場合があります。 Vreg (電圧レギュレータ) を選択すると、追加の統合リニア電圧レギュレータが出力に取り付けられます。 この場合、ドロップアウト値 (スタビライザー両端の電圧降下) を指定する必要があります。 Standard (標準)、Low Dropout (低)、および Semi-Low Dropout (中) から選択できます。 出力フィルターは Self のままにしておきます。 出力電圧リップル値の編集に進みましょう - 出力リップルセクション: First Cell Ripple ウィンドウ (第 0,3 段階のリップル) で 0,1 V を設定し、Second Cell Ripple (第 906 段階のリップル) - 150 V を設定します。上記の操作を行ったら、「適用」ボタンをクリックします。 プログラムは出力回路要素のパラメータを即座に計算し、整流ダイオードの計算結果を表示します。 Vdrop: 3 mV - 順方向電圧降下、Vrmax: 125 V - 最大逆電圧 (残念ながら、この時点ではソフトウェア レンダリングの欠陥が存在しました)書き込みの場合、指定した要素のピクセルの上部のみを表示できます）、Ploss：520 W - ダイオードの損失。 仕様 Max@990 °C - 指定温度での STPR5 ダイオードのパラメータ: Vf: 200 mV - 順方向電圧降下、If: 50 A - 許容順電流、Vr: 25 V - 最大逆電圧。 Ir: 213 uA @ XNUMX °C - 指定された温度での最大逆電流。 参考書を使用して、KDXNUMXB の国内類似品を選択します。 蛇行とは大きく異なるパルス電圧の形状により、27Vの比較的低い電圧の形成に関与する整流ダイオードは、かなり高い逆電圧（約150V）を受けることに注意してください。ダイオードを選択するときは、この事実を考慮してください。 この設計段階が完了したら、開いている「パラメーター メイン出力」ウィンドウの「OK」ボタンをクリックして、ウィンドウを閉じます。 最後の設計段階では、パルストランスのパラメータの編集が行われます。 灰色の「Transformer」ボタンをクリックすると、図に示す「Transformer Design」ウィンドウが開きます。 10.
このウィンドウには、「Transformer Parameters」と「Transformer Outlook」という 40 つの主要なセクションが含まれており、その内容は「Core Size」セクションに示されているサイズのトランスフォーマーに対応しています。 プログラムは、「コア選択基準」セクションのデフォルトの損失評価基準「温度上昇」に従って、最小許容磁気コア サイズを使用します。 この基準の反対側にはチェックボックスがあり、その値が 34,8 行で示されています: 目標 2°С (許容) と実際 2,2°С (実際)。 この場合、マイナー基準の消費電力の値は、ターゲット XNUMX%、実際の XNUMX% に対応します。 後者は、確立された標準を超えているため、赤い背景のウィンドウに表示されます。 XNUMX 番目の基準をメインの基準として選択し (名前の横にあるチェックボックスを移動)、「適用」ボタンをクリックすると、トランスフォーマーのパラメーターがすぐに変更されます。 [コア サイズ] セクションの [ジオメトリ] ウィンドウでは、各プレートの寸法が次の順序で表示されます: 幅/高さ/厚さ E36/18/11 E シリーズ (E シリーズのジオメトリ - W 型プレートの外国の類似物) 。 国内アナログのW 10x10もほぼ同じ寸法です。 これを使用すると、次のセクションに進むことができます。 そのような磁気コアが入手できないが、12(20) USCT TV などの電源に使用されている M21NMS3000 フェライト製の Ш2x3x4 がある場合は、トランスのパラメータを再計算する必要があります。 これを行うには、「コア サイズ」セクションで、「固定」ウィンドウのボックスにチェックを入れて「編集」ボタンをクリックします。その後、「コア サイズ」ウィンドウが表示されます (図 11)。
E シリーズ磁気コアの形状は変更しないままにします (必要に応じて、同じウィンドウで、提供されたリストから別の磁気コア (RM10 シリーズなど) を選択できます)。 次に、[ジオメトリ] ウィンドウで、既存の E42/21/20 に近い標準サイズを選択します。 [OK] ボタンをクリックすると、[コア サイズ] ウィンドウが閉じます。 [コア サイズ] セクションで、選択した磁気コアのパラメーターを読み取ることができます。Ae 236 mm2 (断面積)。 Le 98 mm (平均磁力線長); Lm 85 mm (平均コイル長); W 200 mm2 (窓断面積); Ve 23100 mm3 (磁心体積)。 注: サイズを大きくした後、非主要基準の消費電力に対応する赤いバナーが表示されなくなりました。以前は実際の値 2,2% が必要な値を超えていましたが、現在は通常の値に戻り、1,4% になっています。 コア材料セクション (磁性コア材料) の内容に移りましょう。 デフォルトでは、プログラムは以下を提供します: タイプ N27、サプライヤー SIEMENS (SIEMENS のフェライト ブランド N27)。 そのパラメータを参考本 [3000] に記載されている国産 M2NMS8 フェライトの特性と比較すると、それらがよく一致していることがわかります。 他のフェライトを使用する必要がある場合は、「ユーザー定義」ウィンドウのボックスをチェックして「編集」ボタンをクリックする必要があります。その後、図に示すように、「トランスコア材料」ウィンドウが表示されます。 12.
フェライトのメーカーとブランドを選択し、そのパラメータが同じウィンドウに表示されます。 どのフェライトを選択しても、一次インダクタンス パラメータ (図 10 を参照) の値は変わらないことに注意することが重要です。 変圧器の巻線に関する情報を提供する「変圧器の展望」セクション (変圧器の出力パラメータ) に移りましょう。 これで、それらを書き直して (またはプリンターで印刷する、そのようなオプションがあります)、実際の実装を開始できます。 他の不安定要因と同様に、一部の計算エラーは PWM コントローラーの自動制御ユニットによって平準化されますが、これにより、他の不穏な影響に対する SMPS の安定マージンが減少します。 したがって、コンピュータ支援設計の結果をできるだけ実際のものに近づけるために、時間をかけて調整する方がまだ良いでしょう。 設計結果の修正 もう一度、図10に示すTransformerDesignウィンドウに戻りましょう。 十。 「ワイヤ選択並列導体」セクションでは、プログラムのデフォルトの「単一ワイヤ」項目のチェックボックスを残しておきます。これは、巻線での単一導体の使用に対応します。 //Wires (平行導体) 項目を選択し、対応するウィンドウでシステムによって取り付けられた 10 個の導体を、動作周波数に応じて異なる推定数に修正すると、プログラムは新しい初期値で変圧器巻線を再計算します。 すべての巻線に同じ直径の導体を使用することが可能です。 これを行うには、[単一直径] ウィンドウのボックスにチェックを入れて、[適用] ボタンを押します。 さまざまな直径の単一導体の使用に限定します。 「変圧器の見通し」セクションでは、すべての巻線に関する参考情報を読むことができます: 入力 AWG20 75T 1W (一次 - AWG 規格によるワイヤ番号 20、単線 75 ターン)、補助 AWG42 13T 1W (補助 - ワイヤ番号 42) 、13 ターン）、出力 AWG 13 26T 1W（出力 - ワイヤ No. 13、26 ターン）。 ワイヤの直径をミリメートル単位で確認するには、「AWG 詳細」セクションに移動し、64 色のボタンのいずれかをクリックします。その色は巻線の色に対応しています。 対応する巻線の名前が AWG 詳細ヘッダーに表示され、その幾何学的パラメータと電気的パラメータがその下に表示されます。 たとえば、補助巻線 (Aux) の場合、Ø76 um Iso 6,9 um; Ｒｄｃ＝６．９Ｒ； Rac = 6,9 R (直径 - 64 µm = 0,064 mm、絶縁付き - 0,076 mm、DC 抵抗 - 6,9 オーム、AC 抵抗 - 6,9 オーム)。 「変圧器の使用法」セクションでは、変圧器の設計時に提供する必要がある予備の一部を特徴付ける基本的な規格を提供します。 これらには、デフォルトで 80% を超えてはいけない Window Factor Utilization (ウィンドウ セクションの充填率) と、飽和モードでの誘導に対する Bsat Margin (磁気回路の最大誘導のマージン) Bsat 380 mT - 25 以上が含まれます。 %。 磁束密度 116 mT の磁気誘導の計算値は、可能な最大値のわずか約 30%、つまりマージンは 70% であり、必要なマージンは満たされています。 このような低い磁気誘導は、ここで示されている 2,28 mm に等しい非磁性エア ギャップによるものです。 設計アルゴリズムに従って、プログラムは一次巻線のインダクタンスを 0,73 mH にする必要があると計算しました。 ただし、設計結果に対して批判的なアプローチを採用する場合は、計算の誤差を事前に考慮する必要があります。 フェライト製品に関する参考書には、その電磁パラメータが所定の値と±25%異なる可能性があることが示されています。 したがって、偶然に頼らず、複雑な不安定要因にさらなる不穏な影響を与えすぎず、設計結果を修正する方が良いでしょう。 これは、まず、変圧器の一次巻線のインダクタンスに関係します。 SMPS を開発する場合、アマチュア無線家は、計算されたものとは異なる非磁気ギャップを持つ磁気回路を自由に使える場合があります。 この状況は、一次巻線の実際のインダクタンスを考慮する必要があることも示しています。 既知の数式では、磁気コア材料の実効透磁率に対する非磁性ギャップの強い影響が考慮されていないため、一次巻線のインダクタンスを高精度で計算することはできません。 したがって、最も簡単な方法は、利用可能な磁気回路上でテスト巻線数のテスト巻線を巻くことです。 インダクタンス Lprobe を測定し、特定のインダクタンス L に必要な巻き数 w を計算します。 w = wprobe√ L/L サンプル. 巻線のインダクタンスが導体の直径にほとんど依存しないことは明らかです。 アマチュア無線家がシステムに必要なさまざまな巻線を自由に使えないこともありますが、変圧器を作るために使用できる異なる直径の線のセットはあります。 たとえば、一次巻線の場合、プログラムでは直径 0,812 mm のワイヤを使用することを推奨しています。 さらに、変換周波数 30 kHz では、プログラムを強制的に並列導体に切り替えることはできません。 ただし、テレビ電源用のほとんどのパルストランスでは、巻線はいくつかの並列導体で構成されています。 この操作をコンピュータ支援設計システムの外で実行してみましょう。 側面が等しいという条件から、単一の導体と平行な導体の円周を等しくして、その直径を決定します: d2 = d1/2 -0,41 mm。 変圧器の一次巻線のインダクタンスは、26 本の PEV-2 0,41 導体を 12 回巻き、変圧器プレート Ш20x21x2,4 の磁気コア上に巻かれ、中央ロッドに 103 mm の非磁性ギャップが設けられています。 730μH。 必要な 70 µH のインダクタンスを得るには、巻線を約 XNUMX 回巻く必要があります。 プログラムで推奨されている残りの巻線を比例的に調整しましょう。 w2 = (70/75) · 13 -12 ターン; wvyx = (70/75) 26 - 24 ターン。 所定のパラメータに従って製造された変圧器の一次巻線の実際のインダクタンスは約 770 μH に等しく、計算とよく一致します。 プログラムでは、出力巻線には直径 1,8 mm のワイヤを使用することを推奨しており、巻線抵抗は直流の場合は 25 ミリオーム、交流の場合は 38 ミリオームになります。 残念ながら、著者は自由に使える必要なワイヤーを持っていなかったので、直径が異なる 1,5 mm の既存のワイヤーと交換する必要がありました。 巻線抵抗の避けられない増加と、それに対応する出力電圧の低下は、巻数 25 を増やすことによって補償する必要があります。トランスの計算された温度上昇の大幅なマージン (許容値 15,5 °C に対して 40 °C) により、そのような調整の有効性を期待する権利。 変圧器の計算が完了したら、追加電圧 Uadd = (70/25) 27 = 75,6 V を決定し、効率を考慮して - 81,6 V とします。これはプログラムによって設定された値、つまり VIPer によって設定された値に非常に近いです。ウィンドウ (図 8 を参照) に戻る必要はありません。 スイッチングトランジスタの選択に目を向けます。 DS ツールバーで [波形] ボタン (オシログラム) をクリックすると、図に示すウィンドウが表示されます。 ここでは、選択により最大 13 つの異なる SMPS パラメータを同時に観察できます。
オシログラムを表示するためにシステムが提供する 2,7 つのウィンドウをそのままにし、最初のウィンドウには依存性 Idrain = f(Vin)@Pmax (最大消費電力時の入力電圧に対するドレイン電流の依存性) を表示し、0,18 番目のウィンドウには依存性を表示します。 - Vdrain = f(Vin)@Pmax (最大消費電力時の入力電圧からのドレイン電圧の依存性)。 スクロール バーのスライダーを使用して入力電圧を変更すると、指定したパラメーターの変換の性質を調べることができます。 これらの図から、次の結論を導き出すことができます。主電源電圧と負荷パラメータの許容可能なすべての変化により、設計された SMPS は断続電流モードで動作します。これは、オシログラムが表示されたウィンドウの右上隅の碑文によってさらに証明されます。 最大主電源電圧におけるスイッチングトランジスタのドレイン電流の振幅は0,24Aです。 最小電圧では、電流振幅は同じままで、スイッチングパルスのデューティサイクルは640からXNUMXに増加します。 トランジスタのドレインの最大電圧（最大主電源電圧時）は XNUMX V に達します。 得られた結果から、設計した SMPS には、最大ドレイン電流が 707 A、最大ドレイン ソース間電圧が 2 V である電界効果トランジスタ KP4V700 などを使用することが許容されると結論付けることができます。 SMPS のコンピュータ支援設計の結果を取得するには、DS ツールバーの BOM ボタン (部品表 - 要素のリスト) をクリックするだけで十分です (図 6 を参照)。その後、BOM リスト ウィンドウが表示されます。が現れます（図14）。 要素のリストを印刷する必要がある場合は、「印刷」ボタンをクリックします。
計算は VIPer コミュータブル SMPS に対して実行されたことを思い出してください。実際には、UC3842 PWM コントローラーに基づいて組み立てられています。 それらの類似点や類似点にもかかわらず、いずれの場合でも無視できない大きな違いがまだあります。 これは、最初のケースでは周波数設定抵抗がマイクロ回路の電源+15 Vに直接接続され、5番目のケースでは安定化電圧+30 Vの内部電源に接続されているという事実によるものです。平均値デューティサイクル D = (0,18 + 0,24)/2 = 0,21 で必要なスイッチング パルス周波数 f = XNUMX kHz を確保するには、周波数設定 RC 回路の定格を調整する必要があります。 UC3842 チップの発振器周波数は、RC 回路の定格に応じて、比率 f-1,72/RC によって決定されます。 スイッチング トランジスタがオフのままである時間 tOFF (図 1 を参照) は、等式 tOFF = T(1-D) によってパルス周期 T およびデューティ サイクル D に関係します。 一方、この時間も RC 回路のパラメータ tOFF = RCIn[(0,00063R-2,7)/(0,00063R-4)] によって決まります。 これらの式を代入し、最後の等式を強化すると、方程式 R = {2,7-4exp[(1-D)/1,72]}/ /{0,00063[1-exp[(1-D)/1,72 ,XNUMX]] が得られます。 }。 必要な平均デューティ サイクル D = 0,21 に基づいて、R = 9,889 kOhm および C = 5798 pF が得られます。 おそらく、SMPS のスイッチを試しにオンにすると、何らかの調整が必要であることがわかります。スイッチング パルスの周波数とデューティ サイクルの計算値からの大幅な偏差を排除するには、デジタル測定装置を使用して抵抗とコンデンサを選択することをお勧めします。必要な値。 開発されたデバイスは、たとえば、外部パルス電圧源との PWM コントローラの動作周波数の同期、SMPS のリモート シャットダウン、二次出力電圧制御回路、およびモリブデン パーマロイを使用した「ソフト」スタートを追加することによって改善できます。 、最新の GAMMAMET 磁気コア [9]。 文学
著者: S. コセンコ、ヴォロネジ
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