スイッチングスタビライザーコンデンサ電源。スキーム、説明

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スイッチングレギュレータコンデンサ電源

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公開された記事の著者は、バラストコンデンサを備えたトランスレス電源でスイッチング出力電圧安定化装置を使用した経験を共有しています。

たとえば [1、2] で説明されているクエンチングコンデンサを備えたトランスレス電源の最も重大な欠点の 3 つは、無負荷または不十分な電力負荷ではネットワークに接続できないことです。これを解消するには、整流器ブリッジ [2] の出力と並列にあるツェナーダイオードのスタビライザーをオンにします。しかし同時に、クエンチングコンデンサの静電容量の広がり、ツェナーの安定化電圧の影響を考慮すると、ツェナーダイオード自体が電流を消費する可能性があり、その値は負荷電流に比例します。ダイオード、および主電源電圧が増加する方向の変動。ツェナーダイオードではかなりの電力が消費されるため、ツェナーダイオードをヒートシンク上に配置する必要があります [XNUMX]。

クエンチングコンデンサを備えたトランスレス電源を改善する主なアイデアは、たとえば[4]で行われているように、パルス制御要素を電源に導入して、スタビライザによって消費される電力を削減することです。

提案されている調整可能な出力電圧を備えた安定化電源 (図を参照) では、トランジスタ KT1A、KT5A の相補ペアで作られた制御されていない 502 層ダイオード (ディニスタ) のアナログが、KT503A、KT2A の出力に並列に接続されます。ダイオードブリッジ VD1。ディニスタのアナログをオンにするための安定したしきい値を確保するために、ツェナーダイオード VDXNUMX がトランジスタ VTXNUMX のエミッタ接合と直列に接続されています。

スイッチングレギュレータコンデンサ電源

ダイオードブリッジの出力電圧が増加すると、コンデンサ C2 が充電され始めます。電圧が特定の値に達すると、可変抵抗器 R6 スライダの位置に応じて、ツェナーダイオード VD2 がオンになり、トランジスタ VT1 が最初に開き、次に VT2 が開きます。深い正帰還により、トランジスタが雪崩のように開き、ブリッジの出力を分路し、ブリッジの両端の電圧がほぼゼロまで急激に低下します。ダイオード VD3 が閉じ、コンデンサ C2 が負荷に電力を供給します。ブリッジの出力の電圧がゼロに低下すると、ディニスタのトランジスタアナログがオフになり、コンデンサ C2 の充電が始まります。このプロセスが繰り返されます。トランジスタのエミッタ間の合計飽和電圧 (ディニスタアナログ両端の電圧降下) は約 0,7 V です。

負荷抵抗に応じて、ディニスタアナログは主電源電圧の半サイクルのさまざまな瞬間にオンになります。アイドルモードでは、ダイオードブリッジの出力は短いパルスであり、その後に最高のデューティサイクルが続きます。負荷が接続されると、デューティサイクルが減少します。つまり、トランジスタのオープン状態が減少し、分離ダイオード VD3 を介してコンデンサ C2 に供給される電圧パルスの持続時間が増加します。

電圧安定化のプロセスは、アマチュア無線家に知られているパルス幅調整電圧レギュレーターの動作に非常に似ています。パルス繰り返し率は、コンデンサ C2 のリップル周波数と等しくなります。分離ダイオード VD3 は、開いたトランジスタによるコンデンサ C2 の放電を防止します。

ツェナーダイオード VD2 を流れる電流パルスの振幅は、すべての動作モードで 0,5 mA を超えません。これは、制御信号に応じたジニスタの類似トランジスタを備えたスタビライザーの効率を示します。比較のために: パルス要素 (トリニスタ) を使用する場合、KU201、KU202 シリーズのデバイスは最大 100 mA のターンオン電流振幅を必要とします。

さらに、並列スタビライザーを使用すると、負荷での出力安定化電圧をスムーズに調整できます。たとえば、1 kOhm の抵抗で 4,7 ～ 46 V の範囲にあります。アイドル時 - それぞれ 4,84 ～ 46,06 V です。アイドル時は約 XNUMX パーセントです。ほとんどすべての場合にこれで十分です。

出力電圧の調整が必要ない場合（固定値が必要な場合）、抵抗器Ｒ５およびＲ６が除去され、ツェナーダイオードのアノードがトランジスタＶＴ２のエミッタに接続される。 D5G ツェナーダイオードを備えたこのような電源は、6 オームの抵抗を持つ負荷で 2 V の固定安定化電圧を提供します。アイドル時の出力電圧は 814 V です。 D9,94A ツェナーダイオードを使用する場合、同じ負荷で Uout \u180d 10,09 V、アイドル時 - 814 V になります。ご覧のとおり、この場合、負荷とアイドル時の電圧の差は約 7,67% です。

整流器の出力電圧を高めるには、高電圧のツェナーダイオードを使用するか、814 つの低電圧ツェナーダイオードを直列に接続します。 814 つのツェナーダイオード D1V および D2D とコンデンサ C250 の容量が 23 μF の場合、抵抗 24 オームの負荷での出力電圧は XNUMX ... XNUMX V になります。

与えられた例は、所定の負荷で必要な安定化出力電圧を得るためにトランスレス整流器の要素を実験的に選択する可能性を示しています。

安定化整流器の出力とネットワークとの間に共通のワイヤが必要な場合、既知の半波ダイオードコンデンサ整流器を使用することができる。これを行うには、ダイオードブリッジVD1を除外し、抵抗R2をバラストコンデンサC1と直列に接続し、（図に従って）下部のネットワークワイヤを「負」出力に接続し、整流ダイオードのアノードをエミッタに接続します。トランジスタ VT2 のエミッタ間の電圧。

抵抗 R2 は、デバイスがネットワークに接続された瞬間の過渡現象中の入力電流を制限します。電源プラグとソケットの接点の避けられない「バウンス」により、スイッチングプロセスには一連の短絡や回路の破損が伴います。

これらの現象の 1 つにより、クエンチングコンデンサ C300 が主電源電圧の全振幅値、つまり最大約 600 V まで充電される可能性があります。回路を遮断して閉じた後、コンデンサと主電源の電圧が加算される可能性があります。これは、デバイスの信頼性の高い動作を保証するために考慮する必要がある最悪のケースです。

したがって、信頼性を向上させるために提案されたデバイスでは、KT814A と KT815A など、より強力な相補的なトランジスタのペアを使用する方が良いでしょう。 KT816AおよびKT817A; KT837AおよびKT805A; KT973A および KT972A; 2T505A、2T504Aなど

デバイスはネットワークに電気的に接続されています。これを覚えておいて、設計および調整する際には注意する必要があります。

文学

Dorofeev M. クエンチングコンデンサを備えたトランスレス。 - ラジオ、1995 年、No. 1、p. 41、42; No.2、p. 36、37。
フフティコフ・N・チャージャー。 - ラジオ、1993 年、第 5 号、p. 37.
Biyukov S. クエンチングコンデンサを使用したネットワーク電源の計算。 - ラジオ、1997 年、第 5 号、p. 48-50。
Alekseev S. 対称ディニスター - 電源内。 - ラジオ、1998 年、第 10 号、p. 70、71。
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著者: N.Tsesaruk、トゥーラ

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