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無線電子工学および電気工学の百科事典 安定化されたシングルエンド電圧コンバータ
無線電子工学と電気工学の百科事典 / 電圧変換器、整流器、インバーター この記事では、広範囲の入力電圧変化にわたって動作するシンプルなパルス安定化電圧コンバータの構造原理と実用版について説明します。 トランスレス入力を備えたさまざまな二次電源 (PSPS) の中でも、整流ダイオードの「逆」接続を備えたシングルサイクル自励発振器コンバータ [1] (図 1) は、その極めてシンプルな点で際立っています。
まず、不安定な電圧コンバータの動作原理を簡単に検討し、次にそれを安定化する方法について考えてみましょう。 トランス T1 - リニアチョーク。 その中でのエネルギーの蓄積と、蓄積されたエネルギーの負荷への伝達の間隔は、時間的に一定です。 図では、 図 2 は、II - 変圧器の一次巻線の電流、III - 二次巻線の電流、tн - インダクタ内のエネルギー蓄積の間隔、tп - 負荷へのエネルギー伝達の間隔を示します。
電源電圧 Up が接続されると、トランジスタ VT1 のベース電流が抵抗 R1 を流れ始めます (ダイオード VD1 がベース巻線回路に電流が流れるのを防ぎ、それを分路するコンデンサ C2 がその段階での正帰還 (POF) を増加させます)。電圧フロントの形成）。 トランジスタがわずかに開き、PIC 回路が変圧器 T1 を介して閉じ、そこでエネルギー貯蔵の回生プロセスが発生します。 トランジスタ VT1 は飽和状態になります。 電源電圧がトランスの一次巻線に印加され、電流 II (トランジスタ VT1 のコレクタ電流 Ik) が直線的に増加します。 飽和トランジスタのベース電流 IB は、巻線 III の電圧と抵抗 R2 の抵抗によって決まります。 エネルギー貯蔵段階では、ダイオード VD2 が閉じられており (これがコンバータの名前の由来です - ダイオードが「逆」含まれています)、トランスからの電力消費はベース巻線を介してトランジスタの入力回路によってのみ発生します。 コレクタ電流 Ik が次の値に達すると、次のようになります。 IK max = h21EIB、（1） ここで、h21E はトランジスタ VT1 の静電流伝達係数です。トランジスタは飽和モードを終了し、逆回生プロセスが発生します。つまり、トランジスタが閉じ、ダイオード VD2 が開き、トランスによって蓄積されたエネルギーが負荷に転送されます。 二次巻線電流が減少した後、エネルギー蓄積段階が再び始まります。 時間間隔 tп は、コンバータがオンになり、コンデンサ C3 が放電され、負荷電圧がゼロになったときに最大になります。 [1] では、図の回路に従って組み立てられた電源が示されています。 1、 - 負荷電流源Inまでの電源電圧源の機能コンバータ。 エネルギーの蓄積と伝送の段階が時間的に分離されているため、トランジスタの最大コレクタ電流は負荷電流に依存しません。つまり、コンバータは出力での短絡から完全に保護されていることに注意することが重要です。 ただし、コンバータが無負荷(アイドルモード)でオンになっている場合、トランジスタが閉じた瞬間にトランス巻線に電圧サージが発生し、コレクタ-エミッタ間電圧の最大許容値を超え、損傷する可能性があります。 最も単純なコンバータの欠点は、コレクタ電流 IK max 、したがって出力電圧がトランジスタ VT1 の静電流伝達係数に依存することです。 したがって、異なるインスタンスを使用すると、電源パラメータは大幅に変化します。 「自己保護型」スイッチングトランジスタを使用したコンバータは、より安定した特性を備えています（図XNUMX）。
抵抗器Ｒ３からの鋸歯状電圧は、変圧器の一次巻線の電流に比例し、補助トランジスタＶＴ２のベースに印加される。 抵抗器 R3 の両端の電圧がトランジスタ VT2 の開放閾値 (約 3 V) に達するとすぐに抵抗器が開き、トランジスタ VT2 のベース電流が制限され、変圧器内のエネルギー蓄積プロセスが中断されます。 トランスの一次巻線の最大電流 II max \u0,6d IK max \u3d 2 / RXNUMX (XNUMX) トランジスタの特定のインスタンスのパラメータにはほとんど依存しないことがわかります。 当然のことながら、式(2)で計算される電流制限値は、静電流伝達係数の最悪値として式(1)で求められる電流よりも小さくなければなりません。 ここで、電源の出力電圧を調整（安定化）する可能性を考えてみましょう。 [1] では、出力電圧を調整するために変更できるコンバータの唯一のパラメータは、電流 IК max か、つまり、変圧器内のエネルギー蓄積時間 tн と、制御 (安定化) であることが示されています。 )ユニットは式(2)で計算した値と比較してのみ電流を減らすことができます。 コンバータ安定化ユニットの動作原理を定式化すると、次の要件を決定できます。
[1] で示されているこのアルゴリズムを実装する制御ユニットの図には、K521SAZ コンパレータ、4 つの抵抗、トランジスタ、ダイオード、XNUMX つのツェナー ダイオード、および変圧器が含まれています。 テレビの電源など、他のよく知られたデバイスも非常に複雑です。 一方、自己保護スイッチング トランジスタを使用すると、より単純な安定化コンバータを構築できます (図 XNUMX の図を参照)。
帰還巻線 (OS) III と回路 VD3C4 は、コンバータの出力電圧に比例する帰還電圧を形成します。 ツェナー ダイオード VD4 の基準安定化電圧がフィードバック電圧から減算され、結果として生じる不一致信号が抵抗 R5 に印加されます。 トリミング抵抗器 R5 のエンジンから、2 つの電圧の合計がトランジスタ VT3 のベースに供給されます。一定の制御電圧 (不整合電圧の一部) と、抵抗器 R2 からの鋸歯状電圧 (一次巻線の電流に比例) です。変圧器。 トランジスタ VT2 の開放しきい値は一定であるため、制御電圧の増加 (たとえば、電源電圧 Upit の増加、およびそれに伴うコンバータの出力電圧の増加) は、電流 II の減少につながります。トランジスタ VT5 が開き、出力電圧が低下します。 したがって、コンバータは安定し、その出力電圧は抵抗RXNUMXによって小さな制限内に調整されます。 コンバータの安定化係数は、コンバータの出力電圧の変化とトランジスタ VT2 に基づく定電圧成分の対応する変化の比に依存します。 安定化係数を大きくするには、フィードバック電圧（III 巻線の巻数）を大きくし、OS 電圧より約 4 V 低い安定化電圧に応じて VD0,5 ツェナー ダイオードを選択する必要があります。広く使用されています。 OS 電圧が約 814 V の D10 シリーズのツェナー ダイオードは、実際には非常に適しています。 コンバータの温度安定性を向上させるには、加熱時にトランジスタ VT4 のエミッタ接合における電圧降下の減少を補償する、正の TKN を持つツェナー ダイオード VD2 を使用する必要があることに注意してください。 したがって、D814 高精度ツェナー ダイオードよりも D818 シリーズ ツェナー ダイオードの方が適しています。 変圧器の出力巻線 (巻線 II と同様) の数を増やすことができます。つまり、コンバータをマルチチャンネルにすることができます。 図の図に従って構築されます。 4 つのコンバータは、入力電圧が非常に広い範囲 (150 ～ 250 V) で変化する場合に、出力電圧を良好に安定化します。 ただし、可変負荷で動作する場合、特にマルチチャンネルコンバータの場合、いずれかの巻線で負荷電流が変化すると、エネルギーがすべての巻線間で再分配されるため、結果は多少悪くなります。 この場合、フィードバック電圧の変化はコンバータの出力電圧の変化をあまり正確に反映しません。 OS 電圧が出力電圧から直接生成される場合、変動負荷で動作する場合の安定性を向上させることができます。 これを行う最も簡単な方法は、既知の回路 [2] に従って組み立てられた追加の低電力変圧器電圧コンバータを使用することです。 マルチチャンネル電源の場合には、追加の電圧コンバータの使用も正当化されます。 高電圧コンバータは、安定化された電圧の 1 つ (その中で最も高い電圧 - 高電圧では、コンバータの出力のコンデンサ フィルタの方が効率的です [XNUMX]) を提供し、OS 電圧を含む残りの電圧が生成されます。追加のコンバーターによって。 変圧器の製造には、直線磁化を確実にする、中心ロッドにギャップのある装甲フェライト磁気コアを使用するのが最善です。 そのような磁気回路がない場合は、PCB で作られた 0,1 ～ 0,3 mm の厚さのスペーサーまたは紙を使用してギャップを作成できます。 リング磁心を使用することも可能です。 文献によると、この記事で検討した「逆」ダイオード接続を備えたコンバータの場合、出力フィルタは純粋な容量性でよいが、LC フィルタを使用すると出力電圧リップルをさらに低減できます。 IVEP を安全に動作させるには、エンジンの絶縁が良好なトリミング抵抗 (図 5 の R4) を使用する必要があります。 変圧器の巻線は主電源に直流的に接続されており、出力から確実に絶縁されていなければなりません。 他の放射性元素についても同様です。 周波数変換を備えた他の電源と同様に、記載されている電源には電磁シールドと入力フィルターが装備されている必要があります。 コンバータのセットアップの安全性は、変圧比が XNUMX に等しいネットワーク変圧器によって確保されます。 ただし、直列接続された LATR と絶縁トランスを使用するのが最善です。 無負荷でコンバータをオンにすると、強力なスイッチング トランジスタが故障する可能性が高くなります。 したがって、セットアップを開始する前に、同等の負荷を接続してください。 スイッチをオンにした後、まずオシロスコープで抵抗 R3 の電圧をチェックする必要があります。電圧は tn 段階で直線的に増加するはずです。 直線性が崩れている場合は、磁気回路が飽和状態に入っていることを意味し、トランスを再計算する必要があります。 高電圧プローブを使用して、スイッチング トランジスタのコレクタの信号をチェックします。パルスの低下は非常に急峻で、開いたトランジスタの電圧は小さいはずです。 必要に応じて、ベース巻線の巻数とトランジスタのベース回路の抵抗R2の抵抗値を調整する必要があります。 次に、抵抗 R5 を使用してコンバータの出力電圧を変更してみます。 必要に応じて、OS 巻線の巻数を調整し、VD4 ツェナー ダイオードを選択します。 入力電圧や負荷が変化したときのコンバータの動作を確認してください。 図では、 図 5 は、提案された原理に基づいて構築されたコンバータの使用例として、ROM プログラマの IVEP 図を示しています。
ソース パラメータを表に示します。 1。 表1
主電源電圧が 140 V から 240 V に変化すると、28 V 電源の出力電圧は 27,6 ～ 28,2 V の範囲内になります。 ソース +5 V - 4,88...5 V。 コンデンサ C1 ～ C3 とインダクタ L1 は、コンバータによる高周波干渉の放射を低減する入力主電源フィルタを形成します。 抵抗 R1 は、コンバータがオンになったときのコンデンサ C4 の充電電流パルスを制限します。 回路 R3C5 は、トランジスタ VT1 の電圧サージを平滑化します (同様の回路は前の図には示されていません)。 従来のコンバータはトランジスタ VT3、VT4 に組み込まれており、出力電圧 +28 V からさらに 5 つの電圧 (+5 V と -28 V)、および OS 電圧を生成します。 一般に、IVEP は +28 V の安定した電圧を提供します。他の XNUMX つの出力電圧の安定性は、+XNUMX V 電源とこれらのチャネルのほぼ一定の負荷から追加のコンバータに電力を供給することによって確保されます。 IVEP は、+28 V ～ 29 V の出力電圧を超えることに対する保護を提供します。これを超えると、トライアック VS1 が +28 V 電源を開閉し、電源から大きなきしみ音が発生します。 トライアックに流れる電流は0,75Aです。 トランジスタ VT1 は、40 (30 mm) のアルミニウム板で作られた小型ヒートシンクに取り付けられています。KT828A トランジスタの代わりに、電圧 600 V 以上、電流 1 以上の他の高電圧デバイスを使用することができます。 A、たとえば、KT826B、KT828B、KT838A。 KT3102A トランジスタの代わりに、任意の KT3102 シリーズを使用できます。 トランジスタ KT815G は、KT815V、KT817V、KT817G に置き換えることができます。 整流ダイオード (VD1 を除く) は、KD213 シリーズなど、高周波で使用する必要があります。K52、ETO シリーズの酸化物フィルタ コンデンサを使用することをお勧めします。 コンデンサ C5 の電圧は少なくとも 600 V でなければなりません。 TS106-10 (VS1) トライアックは、サイズが小さいという理由だけで使用されます。 KU1 シリーズを含め、約 201 A の電流に耐えることができるほぼすべてのタイプの SCR が適しています。 ただし、サイリスタは最小制御電流に従って選択する必要があります。 特定のケース（ソースからの電流消費が比較的小さい場合）では、図の回路に従ってコンバータを構築することで、4番目のコンバータなしで行うことが可能であることに注意してください。 +5 V および -5 V チャンネル用の追加巻線と KR142 シリーズのリニア スタビライザーを備えた XNUMX つのモデル。 追加のコンバータを使用するのは、さまざまな IVEP の比較研究を実施し、提案されたオプションがより優れた出力電圧の安定化を提供することを確認するためです。 変圧器とチョークのパラメータを表に示します。 2. 表2
トランス T1 の磁気コアは、ES シリーズ コンピューターのリムーバブル磁気ディスク上のドライブの電源のフィルター チョークとして使用されます。 チョーク L1 ～ L4 の磁気回路の種類は重要ではありません。 ソースは上記の方法に従って設定されますが、最初に、図に従って抵抗 R10 スライダーを下の位置に移動して、過電圧保護をオフにする必要があります。 IVEP を設定した後、抵抗 R5 を使用して出力電圧を +29 V に設定し、抵抗 R10 のスライダーをゆっくりと回転させて、トライアック VS1 の開度しきい値に達する必要があります。 次に、ソースをオフにし、抵抗 R5 のスライダーを出力電圧を下げる方向に回し、ソースをオンにして、抵抗 R5 を使用して出力電圧を 28 V に設定します。 +5 V および -5 V 出力の電圧は +28 V 電圧に依存し、使用される素子のパラメータや特定の負荷の電流に応じて、+2 V 電圧とは別に調整されないことに注意してください。 TXNUMX トランスの巻線の巻数を選択する必要がある場合があります。 文学
著者: Yu.Vlasov、ムーロム、ウラジミール地方
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