強力なパルス安定化電源。スキーム、説明

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強力なパルス安定化電源。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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読者の注意を引いたこの記事では、さまざまな電子機器に電力を供給するための強力なスイッチング電源について説明しています。これは、TL494 SHI コントローラによって制御されるハーフブリッジインバータの方式に従って組み立てられています。

高出力高電圧電界効果トランジスタの出現は、パルス幅 (PW) 制御を備えた高周波ネットワーク電源の開発の前提条件でした [1,2、3]。従来の線形電源と比較したこのような電源の主な利点は、より小さな寸法で負荷でより多くの電力が得られること、そしてそれに応じてより高い効率が得られることです[XNUMX]。

提案するスイッチング電源の方式を図に示します。 1. このデバイスの基礎は、ハーフブリッジ回路に従って組み立てられたコンバータです。この電源は、入力高電圧回路と出力回路の間で完全なガルバニック絶縁を備えています。コントロールユニットはTL494 SHIコントローラに基づいて組み立てられています。

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電源の主な技術仕様

出力電圧、V ...... 28
最大負荷電流、A ...... 10
定格変換周波数、kHz……100

トランジスタフォトカプラ U2 は、負電圧フィードバック回路でガルバニック絶縁を提供します。抵抗 R7 の両端の電圧降下は約 2,5 V です。この抵抗の抵抗は、抵抗分圧器 R6R7 を流れる電流を設定することによって計算されます。抵抗器 R6 の抵抗値は次の式で計算されます。

ここで、Uvyx - 電源の出力電圧。 I1 - 抵抗分圧器 R6R7 を流れる電流。

抵抗器 R9 の抵抗値は、フォトカプラ U2.1 の発光ダイオードを流れる電流と、スタビライザ DA1 の最小動作電流を決定します。この回路で選択された電流 I2 (電流値は安定器 DA1 の許容範囲内である必要があります) を使用して、抵抗 R9 の抵抗は次の式で計算されます。

ここで、UF はフォトカプラ U2.1 の発光ダイオードでの電圧降下です。

DA5 チップは、U8 フォトカプラフォトトランジスタと R2.2 抵抗で構成される分圧器に電力を供給するために 17 V の電圧を安定させます。分圧器の中点からの電圧は、DA6 SHI コントローラの最初のエラー信号アンプの非反転入力に供給されます。

制御ユニットおよび電界効果トランジスタのドライバ (DA7 チップ) に電力を供給するための電圧は、ネットワークトランス T2 およびアナログ電圧レギュレータ DA2 および DA3 に補助電源を提供します。

電流保護ユニットは、DA4 コンパレータと DD1.1 トリガに組み込まれています。電流センサーの機能は、ハーフブリッジの対角線に含まれる抵抗器 R5 によって実行されます。三角波電圧は、SHI コントローラのクロックジェネレータの周波数設定回路のコンデンサ (C4) からコンパレータ DA26 の非反転入力に供給されます (図 2)。コンパレータの出力でクロックパルスが生成され、トリガ DD1.1 の入力 C に供給されます。

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抵抗 R5 の両端の電圧降下が 1,1V に達すると、発光ダイオードがオンになり、フォトカプラ U1 のフォトトランジスタが開きます。入力 S トリガー DD1.1 が Low になります。トリガ DD1.1 の直接出力、つまり SHI コントローラ DA6 の第 1 誤差信号増幅器の非反転入力で、ハイレベルが設定されます。この場合、トランジスタ VT2 と VTXNUMX は両方とも閉じられます。

強力なスイッチング電界効果トランジスタを制御するために、特殊なマイクロ回路、7 チャンネルドライバー DA3 が使用されます。図上。図３は、１つのチャネルの内部構造を示している。 XNUMX 番目のチャネルの出力数は括弧内に示されています。各チャンネルにはフォトカプラと高電流出力のアンプが含まれています。このようなマイクロ回路は、非同期モーターと DC モーターの両方を制御するために広く使用されています。

ドライバーのパラメーターを使用すると、絶縁ゲートを備えた電界効果トランジスタを直接制御でき、50 V を超えない電圧で最大 1200 A の電流をスイッチングできます。

HCPL315J チップの主なパラメータ

最大ピーク出力電流、A......0,6
最大出力電圧、V......1
最大消費電流、mA......5
供給電圧間隔、V.......15...30
動作温度範囲、°С......-40...+100

スイッチングトランジスタのゲート回路の抵抗R3とR4の抵抗値は次の式で計算されます。

ここで、UC2o (C22) はドライバ電源電圧 (コンデンサ C20 または C22 の両端の電圧) です。 UL - ドライバー出力電圧。 IL は最大ピーク出力電流です。

ハーフブリッジ対角線には、トランス T1 の一次巻線とインダクタ L2 が含まれます (インダクタのインダクタンスには、トランスの漏れインダクタンスが含まれる場合があります) [4]。トランスは、Magnetics Inc. の磁気回路 E-E、サイズ F-43515 で作られています。プライマリには #38AWG ワイヤが 19 ターンあり、セカンダリには #5AWG ワイヤが 5+12 ターンあります。 L2 インダクタは、Magnetics Inc. の F-41808EC 磁気回路に巻かれています。 L2 インダクタ巻線は、8 回の #19AWG ワイヤで構成されています。

インダクタ L3 は、Magnetics Inc. のトロイダル磁気回路 MPP 55930A2 で作られています。 L3 インダクタ巻線には、#20AWG ワイヤが 12 回巻かれています。入力フィルタのインダクタ L1 は、Coilcraft の E3993 で、そのインダクタンスは 900 μH です。

トランジスタ VT1 (または VT2) がオンになると、制御パルス t1 の間、変圧器 T1 の一次巻線に直線的に増加する電流が流れ始めます (図 4)。トランジスタ VT1 (または VT2) が閉じると、トランスとインダクタ L2 の一次巻線に蓄積されたエネルギーにより、直線的に減少する電流が時間 t2 の間同じ方向に回路内を流れ続けます。 VT7 トランジスタがオフの場合は VD1 ダイオードを通じて閉じます (VT6 トランジスタがオフの場合は VD2 ダイオードを通じて)。

強力なスイッチング安定化電源

変圧器の一次回路における有効電力損失を考慮せずに、時間間隔 t1 と t2 についての方程式を書きます。

ここで、E0 \u2d Upit / 0 - 供給電圧の半分。 U'1 - 変圧器の一次巻線に換算された電源の出力電圧。 L1 は、トランス T2 の XNUMX 次巻線とインダクタ LXNUMX の合計インダクタンスです。

ここから、時間 t1 と t2 の式が得られます (図 4 を参照)。

ここで、lm はトランスの一次巻線の最大電流です。

トランスの一次巻線に一方向に電流が流れる時間 tn = t1 + t2 は、次のように表すことができます。

それを受け入れれば

その場合、現在のフロー時間は

この等式から、電源の外部特性の方程式が得られます。たとえば、制御パルスのデューティサイクルの場合、

でなければなりません

そこから

指定すれば

次に、電源の外部特性の方程式は次の形式を持ちます

電源の外部特性を図に示します。 5. ソースの出力電圧は抵抗器 R17 の抵抗値に依存します。抵抗値が低いほど、出力電圧も低くなります。保護トリップ電流は、センサーの抵抗値、つまり抵抗器 R5 によって決まります。

文学

Hexfet デザイナーズマニュアル、vol. I. - International Rectifier 発行、1993 年。
Carmelo L. IGBT デバイスの新しい駆動回路。 - IEEE トランザクションオンパワーエレクトロニクス、vol. 10、No.3、1995年373月、pp. 378-XNUMX。
Brown M. 実用的なスイッチング電源設計。 - サンディエゴ、1990年。
Ivensky G. ZCS シリーズ共振コンバータにおける IGBT 損失の低減。 - 産業用エレクトロニクスに関する IEEE トランザクション、vol. 46、第 1 号、1999 年 XNUMX 月。

著者：R.Karov、S.Ivanov、ソフィア、ブルガリア

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