統合された電圧安定装置 KR142 の適用。スキーム、説明

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統合型電圧安定化装置 KR142 のアプリケーション。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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KR142 シリーズのマイクロ回路は、アマチュア無線の設計に広く応用されています。これらはすべてほぼ同じ設計で、負荷回路保護装置が内蔵されています。両者の違いは最大出力電流と定格出力電圧のみで、値は 5、6、9、12、15、20、24、27 V のいずれかになります。

これらのマイクロ回路を使用して作成された、さまざまな電圧安定器の回路の選択を紹介します。

放電電流によるコンデンサの損傷から保護される電圧安定器

出力回路 MV に大きなコンデンサがある場合、超小型回路を保護するための措置を講じる必要がある場合があります。つまり、コンデンサが回路を通じて放電するのを防ぐためです。実際には、通常デバイスの電源回路で使用される最大 10 µF 以上の容量のコンデンサは内部抵抗が低いため、デバイスの特定の回路が緊急停止した場合、電流パルスが発生し、その値は数十アンペアに達することがあります。そして、この衝動は非常に短命ですが、そのエネルギーはマイクロ回路を破壊するのに十分である可能性があります。パルスエネルギーは、コンデンサの静電容量、出力電圧、およびその減少速度に依存します。このような場合に超小型回路を損傷から保護するために、ダイオードが使用されます。図のように作られた装置では、 2.10 の図では、CH 入力で短絡が発生したときに、ダイオード VD1 がマイクロ回路 DA1 をコンデンサ C2 の放電電流から保護し、ダイオード VD2 がコンデンサ C3 の放電電流から保護します。

スタビライザーでの使用に最も適しているのは酸化タンタルコンデンサです。これは、高周波でも (もちろん、必要な静電容量を備えた) 低いインピーダンスを持ちます。ここで、容量 1 μF のタンタルコンデンサは、容量 25 μF の酸化アルミニウムコンデンサと同等です。約XNUMXμF。

統合された電圧安定器KR142の適用

段階的な切り替えを伴うMV

このデバイスの「スイッチング」要素の機能は、トランジスタ VT1 によって実行されます (図 2.11)。電源がオンになった瞬間に、コンデンサ C3 が充電を開始するため、トランジスタは開いて、分圧器 R1、R2 の下アームをバイパスします。コンデンサが抵抗R3を介して充電されると、トランジスタが閉じ、DA8のピン1の電圧、つまりデバイスの出力の電圧が増加し、しばらくすると出力電圧が指定されたレベルに達します。出力電圧が確立されるまでの時間は、回路 R3、C3 の時定数によって異なります。

統合された電圧安定器KR142の適用

安定出力電圧を上げたMV

図 2.12 の図からわかるように、この CH と前述の CH の違い (保護ダイオードとコンデンサ C3 がないことを除く) は、抵抗 R2 がツェナーダイオード VD1 に置き換えられている点にあります。後者は、DA8 チップのピン 1 でより安定した電圧を維持するため、負荷全体の電圧変動がさらに減少します。このデバイスの欠点は、出力電圧をスムーズに調整できないことです (ツェナーダイオード VD1 を選択することによってのみ変更できます)。

統合された電圧安定器KR142の適用

出力電圧を 0 ～ 10 V で調整可能な MV

図では、図 2.13 は、出力電圧を 0 ～ 10 V に調整できるデバイスの図を示しています。必要な値は可変抵抗器 R2 で設定されます。モーターが (図に従って) 低い位置に取り付けられている場合 (抵抗器は回路から完全に取り外されている場合）、ピン 8 DA1 の電圧は負極性であるため、出力電圧 CH は 0 になります。

この抵抗器のスライダーが上方に移動すると、IC のピン 8 の負の電圧が減少し、ある程度の抵抗ではマイクロ回路の出力電圧と等しくなります。抵抗器の抵抗値がさらに増加すると、出力電圧 CH は 0 から最大値まで増加します。この回路の欠点は、-10 V の外部電圧源が必要なことです。

統合された電圧安定器KR142の適用

外部制御トランジスタ付き CH

マイクロ回路 142EN5、142EN8、142EN9 は、タイプに応じて、最大 1,5 ～ 3 A の電流を負荷に供給できますが、最大負荷電流での動作は、効果的なヒートシンクの使用が必要となるため、望ましくありません。 (クリスタルの許容動作温度は、ほとんどのパワートランジスタの許容動作温度よりも低くなります)。このような場合、外部制御トランジスタをマイクロ回路に接続することで、マイクロ回路の動作を容易にすることができます。

外部制御トランジスタを備えたSNの基本バージョンの回路図を図に示します。 2.14。最大 180 ～ 190 mA の負荷電流では、抵抗 R1 の両端の電圧降下は小さく、デバイスはトランジスタなしの場合と同じように動作します。電流が増加すると、この電圧降下は 0,6 ～ 0,7 V に達し、トランジスタ VT1 が開き始め、それによって DA1 チップを流れる電流のさらなる増加が制限されます。一般的な接続と同様に、出力電圧を所定のレベルに維持します。入力電圧が増加すると、入力電流が減少するため、トランジスタ VT1 のエミッタ接合における制御信号の電圧も減少します。逆も同様です。

このようなSNを使用する場合、入力電圧と出力電圧間の最小差は、使用するマイクロ回路の最小電圧降下と制御トランジスタの電圧の合計に等しくなければならないことに留意する必要があります。また、このトランジスタを流れる電流を制限するように注意する必要があります。負荷で短絡すると、超小型回路を流れる電流がトランジスタの静電流伝達係数の何倍にもなり、20 A または XNUMX A に達する可能性があるためです。さらにもっと。ほとんどの場合、このような電流は制御トランジスタだけでなく負荷も破壊するのに十分です。

調整トランジスタによる電流制限を備えた可能な MV オプションの図を図に示します。 2.15、2.16、2.17。最初の方法では、この問題は、トランジスタ VT1 のエミッタ接合に、直列に接続された 1 つのダイオード VD2、VD7 を並列に接続することで解決されます。これらのダイオードは、負荷電流が 8 A を超えると開きます。スタビライザは、さらに増加しても動作し続けます。電流は流れていますが、XNUMXAに達するとすぐにチップ過負荷保護システムが作動します。検討されたオプションの欠点は、保護システムの応答電流がトランジスタとダイオードのパラメータに大きく依存することです（これらの素子の本体間の熱接触が確保されている場合、応答電流は大幅に弱まる可能性があります）。

この欠点は、別のスタビライザーではあまり現れません (図 2.16)。トランジスタVT1のエミッタ接合の電圧とダイオードVD1の順方向電圧がほぼ同じであると仮定すると、DA1マイクロ回路と制御トランジスタ間の電流分布は、抵抗R2の抵抗値の比に依存します。そしてR1。出力電流が低い場合、抵抗 R2 とダイオード VD1 の両端の電圧降下は小さいため、トランジスタ VT1 は閉じられ、マイクロ回路のみが動作します。

出力電流が増加すると、この電圧降下も増加し、電圧が 0,6 ～ 0,7 V に達すると、トランジスタが開き始め、より多くの電流が流れ始めます。同時に、超小型回路は出力電圧をそのタイプによって決まるレベルに維持します。電圧が上昇すると、調整素子が閉じ、それによって回路を流れる電流が減少し、R2、VD1 回路の電圧降下が減少します。その結果、制御トランジスタVT1の両端の電圧降下が増加し、出力電圧が低下します。

（クリックして拡大）

MV 出力の電圧が低下すると、調整プロセスは逆方向に進みます。トランジスタ VT1 のエミッタ回路に抵抗 R1 を導入すると、電圧の安定性が高まり (自己励起が防止されます)、入力電圧を増加する必要があります。同時に、この抵抗器の抵抗値が大きくなるほど、過負荷応答電流はトランジスタ VT1 とダイオード VD1 のパラメータに依存します。ただし、抵抗器の抵抗が増加すると、抵抗器で消費される電力が増加し、その結果、効率が低下し、デバイスの熱状態が悪化します。

著者: Semyan A.P.

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