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無線電子工学および電気工学の百科事典 電力サージに対する電気機器の自動保護。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / ネットワークの緊急操作、無停電電源装置からの機器の保護 提案されたデバイスは、ネットワーク電圧が指定範囲外になると、ネットワークから負荷を切断します。 この機械は、振動ポンプ制御装置の統合部分として開発されました。 ただし、デバイスの負荷は任意の電気デバイスにすることができます。 同様の装置が文献 [1、2、3] に記載されています。 本機は使用部品数を除けばあらゆる点で上記に劣らず、ほとんどの点で優れています。 本機には以下の機能と特長があります。 電圧しきい値の上限と下限を個別に調整 (170 ～ 260 V 以内)。 回路の制御部分をネットワークからガルバニック絶縁。 これにより、説明したデバイスを使用して 380 V 以上の電圧のネットワークを監視できるようになります。 色制御された LED を使用してデバイスのステータスを表示します。 デバイスは、主電源電圧が指定範囲外の最初の半サイクル後に負荷をオフにします。 デバイスをオンにする前の調整可能な遅延。時間は負荷がオフになった瞬間からではなく、主電源電圧の最後の「拒否された」半サイクルからカウントされます (電圧は遅延中にも制御されます)。 このマシンはオープン アーキテクチャを採用しているため、他のデバイスに簡単に統合できます。 欠点としては、ロジック チップのゲートが不合理に使用されることが挙げられます。 この機械は、エレクトロマシナ OJSC (ハリコフ) が製造した Strumok ポンプと連携して動作します。 電圧が 205 V を下回ると、ポンプへの給水量が急激に低下し、その結果ポンプの冷却が不十分になり、焼損する可能性があります。 電圧が235Vを超えるとポンプの振動が異常となり、発生する騒音が約XNUMX倍になります。 サーキットブレーカのスキームを図1に示します。
入力部は、トランジスタフォトカプラ VE1 を使用して測定回路から電気的に分離されています。 主電源電圧は抵抗 R1 によって制限され、フォトカプラ VE1 の LED を介して電流パルスを生成します。 VD1 ダイオード ブリッジにより、主電源電圧の各半分がフォトカプラ LED を順方向に通過できるようになります。 点 A では、電圧は図 2 の a に示す形になります。 抵抗 R3 は、フォトカプラ トランジスタを流れる電流を許容レベルに制限します。 ネットワーク電圧が正常であれば、論理要素 (LE) DD1.1 および DD1.2 の入力には低論理レベルがあり、したがって出力 DD1.3 には論理レベルがあります。 「0」。
ネットワーク電圧の低下に応答するチャネルの動作を考えてみましょう。 チャネルは要素 DA1.1、R6、VD2、R8、C1 上に組み立てられます。 主電源電圧が十分に高い間、主電源電圧の各半サイクルにおける点 A の電圧は、トリミング抵抗 R1.1 を使用して反転入力 DA4 に設定された電圧レベルよりも低くなります。 DA1 チップの両方のゲートは電圧コンパレータとして組み込まれています。 周波数補正コンデンサは使用できません。 各半サイクルで、負の電圧パルスが DA1.1 の出力に現れ (図 2、b を参照)、チェーン R6、VD2 を介してコンデンサ C1 をほぼゼロまで放電します。 次に、電源電圧の次の半サイクルで新しいパルスが現れる前に、コンデンサ C1 が抵抗 R8 を介して充電されます。 R8 の値は、10 ms に等しい主電源電圧の半サイクル中に、C1 の電圧がトリガ DD1.1 のスイッチング閾値に近づきますが、それを超えないように選択されます (図 2c を参照)。 抵抗 R6 はオペアンプの出力電流を制限します。 ダイオード VD2 は、オペアンプの出力が対数のときに、オペアンプの出力電流によってコンデンサが充電されるのを防ぎます。 「1」。 したがって、主電源電圧が抵抗器 R4 で指定されたレベルを下回らない場合、インバータ DD1.1 の入力における電圧は対数レベルに対応します。 「0」なので、出力はログレベルになります。 「1」。 ネットワーク内の電圧が許容レベルを下回った場合、点 A の信号は抵抗 R4 で設定された電圧を下回らず、その結果、オペアンプ DA1.1 の出力で負のパルスは生成されません。 、コンデンサ C1 は、トリガー DD1.1 をスイッチするのに十分な電圧まで充電されます (図 2、b、c)。 さらに、この切り替えは、現在の主電源電圧の「欠陥のある」半サイクルが終了する前に発生します。 主電源電圧の最初の次の「通常の」半サイクルは、270 オームの抵抗を介してコンデンサ C1 が主電源周波数と比較してほぼ瞬時に放電されるため、このノードを元の状態に戻します。 トリミング抵抗 R5 によって設定されたレベルを超えるネットワーク電圧に応答するチャネルは、要素 DA1.2、R7、VD3、C2、R9 に組み込まれます。 ネットワーク内の電圧が所定のレベルを超えない限り、点Aの信号はオペアンプDA5の非反転入力の抵抗R1.2で指定されたレベルを下回ることはありません(図2a)。 反転入力 DA1.2 の電圧は非反転入力よりも大きいため、出力は対数になります。 「0」（図2、f）。 コンデンサ C2 は完全に充電されています。 インバータ入力DD1.2 - ログで。 「0」、出力はログ「1」です。 このチャネルの課題は、主電源電圧が通常よりも高い期間に、表示 LED の通常の動作に必要な一定の信号を取得することでした。 主電源電圧が指定されたレベルを超えるとすぐに、コンパレータ DA1.2 の出力に正のパルスが生成されます。 コンデンサ C2 はチェーン R7、VD3 を通じて放電されます (図 2、e、f)。 インバータ DD1.2 の入力にログが表示されます。 "1"、その出力はログです。 「0」は、閾値を超える主電源電圧の増加に対応します。 次の正のパルスがコンパレータ DA1.2 の出力に現れるまで、コンデンサ C2 は抵抗 R9 を通じて充電されます。 抵抗器 R9 の値は、トリガー DD1.2 の入力電圧がログに対応するレベルを下回らないように選択されます。 「1」、10 ミリ秒間、つまりネットワークの次の半サイクルまで (図 2、d)。 したがって、電源電圧の半サイクルが連続して指定されたレベルを超えた場合、DD1.2 の出力は一定のログ レベルになります。 「0」。 デバイスの電源が入っても、コンデンサ C4 はすぐには充電されません。 このおかげで、正のパルスが DD6.3 の出力で生成され、トリガー DD4.1 とカウンタ DD7 を初期ゼロ状態に設定します。 LE DD6.2、DD6.4 に組み込まれた発電機は、デバイスがネットワークに接続されるとすぐに動作を開始し、継続的に動作します。 主電源電圧が正常である限り、DD4.1 トリガーはゼロ状態のままです。 両方の入力で DD5.1 ログ。 「0」の場合、その出力もログになります。 「0」。 その結果、カウンタＤＤ７の入力Ｒはログ「１」のレベルを維持し、カウンタは入力Ｃのパルス列に応答しない。レベルはログである。 出力 DD7 からの「1」はトランジスタ VT1 のベースに送られ、主電源電圧が負荷に供給されます。 マシンの動作ロジックは、要素 DD1.4、DD3 の状態の表に示されています (表 5.1 を参照)。 表1
要素 DD1.1、DD1.2 のいずれかが出力 (ログ) に表示されると、 「0」の場合、ログは出力 DD1.3 に表示されます。 「1」 (図 2、d)。トリガー DD4.1 を単一状態にリセットします。 この場合、トランジスタ VT3 が閉じます。 主電源電圧の現在の半サイクルが終了するまで、負荷には電流が流れ続けますが、次の半サイクルではトライアック VS1 は開きません。 トリガー DD4.1 はマシンの状態を記憶します。 カウンタ DD7 は、ネットワークへの負荷がオンになる前に遅延を形成します。 主電源電圧が通常に戻るまで、DD5.1 の両方の入力はログになります。 「1」の場合、結果として、カウンタ DD7 は依然として発生器パルスをカウントしません。 主電源電圧が通常に戻ると、トリガー DD4.1 の S 入力にログが表示されます。 「0」。 これで、DD5.1 入力は異なる論理レベルを持つようになり、DD7 カウンタはジェネレータ パルスのカウントを開始します (表を参照)。 このときに再び電力サージが発生すると、R DD7 入力に正のパルスが発生し、カウンタがゼロに戻ります。 要素 C3、R2 は、ジェネレーターの周波数を約 1 Hz に設定します。 負荷をオンにするまでの遅延時間は、DD7 カウンタの出力の 5 つを選択することで調整できます。 出力 Q32 が選択されている場合、遅延は 2 秒です。 他の出力はそれぞれ、この値を 7 の倍数で増減します。 32 番目の負の電圧降下が DD5 の入力 C に到達すると、その出力 Q3.1 に高論理レベルが現れます。 DD4.1 を通じて、このレベルは DD3 トリガーの R 入力に送られ、ゼロに設定されます。 この後、トランジスタ VTXNUMX が開き、主電源電圧が負荷に供給されます。 色制御された発光ダイオードを使用して、回路ブレーカーの 2.1 つの状態が表示されます。 マシンが電源をオンにする前に遅延状態にある場合、両方の遷移が点灯するため、LED はオレンジ色になります。 この場合、LE DD2.2、DDXNUMX の XNUMX つの入力すべてに High 論理レベルが存在します。 主電源電圧が許容レベルよりも低くなったり高くなったりすると、それぞれ入力 8 DD2.1 または 12 DD2.2 にログ レベルが表示されます。 「0」となり、クリスタルの 1 つが光りなくなります。 さらに、電圧が通常よりも低い場合は、赤色の LED が消え、緑色に点灯します。 電圧が高い場合、HL1 は赤く光ります。 主電源電圧が正常で、負荷が主電源に接続されている場合、入力 9 DD2.1、13 DD2.2 がログ レベルであるため、HL0 は点灯しません。 「10」。 このデバイスは、乳白色のレンズを備えた直径8 mmの輸入LEDを使用しています。 レンズ直径が 30 mm 以上の輸入 LED の大部分は、20 つの接合部を流れる最大定電流が 11 mA です。 上記のマシンでは、遷移電流は抵抗 R12 と R1 によって 2 mA に制限されています。 トランジスタ VT2.1、VT2.2 は、LE DDXNUMX、DDXNUMX の出力電流の増幅器です。 220 V ネットワークの負荷スイッチングはトライアック VS1 によって実行されます。 ネットワークからのガルバニック絶縁には、サイリスタ フォトカプラ VE2、VE3 が使用されます。 負荷がネットワークに接続されると、LE DD1.4 の出力に High 論理レベルが表示されます。 DD1.4 の出力電流は抵抗 R14 によって制限され、トランジスタ VT3 によって 27 mA に増幅されます。 フォトカプラ LED に十分な電流が流れると、主電源電圧の各半サイクルの開始時にフォトサイリスタが開きます。 各半サイクルの開始時に、ネットワーク電圧の増加により、ピン 8、ダイオード ブリッジ VD4、フォトカプラ フォトサイリスタ VE2、VE3、ダイオード ブリッジ VD4、R18、トライアック VS1 の制御接合点のチェーンに電流が流れます。 後者により VS1 が開き、その結果、負荷で電流が増加し続け、開いたトライアック VS1 を流れます。 ネットワークの次の半サイクルでは、トライアック VS1 が逆極性のパルスで開きますが、ダイオード ブリッジ VD4 のおかげで電流は依然としてフォトサイリスタを順方向に流れます。 抵抗 R16、R17 は閉じたフォトサイリスタの電圧を等しくします。 異なるフォトカプラの漏れ電流は数倍異なる可能性があるため、これを行う必要があります。 負荷がネットワークから切り離されると、電圧は閉じたフォトサイリスタに再分配され、一方の電圧は 250 V、もう一方の電圧は 89 V になります (ネットワークの実効電圧が 240 V の場合、振幅値は 240x2 = となります)。このタイプのフォトカプラの場合、オフ状態での最大出力順電圧は 339 V です。このため、フォトカプラも 200 つ使用する必要があります。 抵抗 R16、R17 の値は、抵抗を流れる電流が閉じたフォトサイリスタを流れる電流の約 10 倍になるように選択する必要があります (AOU103V の漏れ電流は 0,1 mA)。 抵抗 R18 は、VE2、VE3、およびトライアックの制御電極を流れる電流を制限します。 これが必要なのは、トライアック VS1 がアノードとカソード間の特定の電圧でのみ開き、フォトカプラ VE2、VE3 および制御接点 VS1 を流れる電流が許容限界を超えて増加する可能性があるためです。 抵抗 R19 は、制御電極とトライアックのカソード間に電気接続を提供し、これにより、トライアックが閉じているとき (特に高温時) の安定性が向上します。 TS106-10 トライアックを使用する場合、負荷電力は 2,2 kW を超えてはなりません。 220 V ネットワーク内のガルバニック絶縁ロード スイッチの別のバージョンは、オプトサイリスタ モジュール VS2 に基づいて作成できます (RE1 の図 10 を参照)。 モジュールの LED に電流が流れると、主電源電圧の各半サイクルが負荷と順方向に接続されたフォトサイリスタを通過します。 価格と品質の比率の点では、スイッチング ユニットのどちらのオプションも同じですが、製造時間を考慮すると、80 番目のオプションが大幅に有利になります。 MTOTO60 モジュールは 92 A 以上の電流向けに製造されているため、スイッチング電力は非常に大きくなる可能性があります。 モジュールサイズは20x30x1mm。 ラジエーターなしで最大 5 kW の負荷でも、モジュールは周囲温度と比較してわずか XNUMX°C しか過熱しません。 最近では、負荷のスイッチングにトライアックのパルス制御が使用されています。 これにより、デバイスの消費電力が削減されます。 このような技術的解決策は、0,5 W の負荷でエネルギー節約が 100% 未満であるため、回路を不当に複雑にします (制御回路内の最悪のトライアックの消費電力は 0,5 W 未満です)。 負荷が増加すると、エネルギー節約量はさらに減少します。 説明されているマシン、および [1-3] の同様のデバイスを使用する前に、[4] の記事を読むことをお勧めします。 説明した回路ブレーカーは、380 V 以上の電圧のネットワークを監視するために使用できます。 これを行うには、必要な電圧と電流に応じて MTOTO80 モジュールを選択し、抵抗 R1 の抵抗を選択します。 回路ブレーカーに電力を供給するには、最大 9 mA の電流で 100 V の安定化電圧源が必要です。 KR142EN8A(G) マイクロ回路スタビライザーに基づくソースを標準接続で使用できます [5]。 電源はプリント回路基板上のパッド 10、11 に供給されます。 詳細。 記載されているマシンは、MLT、S2-23、S2-33 などの汎用固定抵抗器を使用しています。 トリマ抵抗 R4、R5 タイプ SP5-14、SP5-22。 1 V 以上の電圧用のコンデンサ C2、C73 タイプ K17-63、C3、C4 タイプ K10-17v、または適切なサイズの他のセラミック。 マイクロ回路は、K176、K561、KR1561 シリーズから使用できます。 トランジスタ KT315 は文字インデックス B、G、E 付き。オプトカプラ AOT128 は任意の文字インデックス付き。 ダイオード VD2、VD3 タイプ KD522、KD521 は任意の文字インデックス付き。 デバイスの設計。 このデバイスは、両面グラスファイバー製のプリント基板上に組み立てられます。 図 3 から図 5 は、それぞれ、プリント回路基板上の要素の配置と、プリント回路基板の上面と下面の導体を示しています。
ボードのサイズは85x85 mmで、ボードを取り付けるための直径4 mmの穴が2,8つあります。 パワー素子 VS1 または VS2 は基板の外部に実装されます。 これらはパッド 1、8、9 (VS1) または 6、7 (VS2) を介して回路に接続されています。 プリント回路基板の製造では、片面グラスファイバーを使用できますが、基板の上層からの接続は MGTF などの柔軟な取り付けワイヤに置き換えられます。 プリント基板の開発時、最上層の導体の数は最小限に抑えられました。 主電源電圧で動作する要素とプリント基板上の低電圧要素の間には、最大 500 V の電圧に耐えられる安全ギャップが設けられています。 設定。 回路ブレーカーを設定するには、実験用単巻変圧器 (LATR) と AC 電圧計が必要です。 チューニング前は、可変抵抗器 R4 のスライダーが図の上部に、抵抗器 R5 のスライダーが下部に設定されています。 機械は負荷とともに LATR の出力に接続されます。 負荷として強力なデバイスを使用する必要はありません。100 W のランプでも構いません。 LATR の出力には、電圧上限に対応する電圧が設定されます。 次に、抵抗器 R5 のスライダーを回転させることにより、負荷が確実にオフになります。 この後、LATR で「電源電圧」を変更し、調整が正しいことを確認します。 下限電圧も同様に調整します。 文学：
著者：A。A.ルデンコ
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