CMOS チップ上の高速メイン電圧コンパレータ。スキーム、説明

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CMOSチップ上の高速電源電圧コンパレータ。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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無線電子工学と電気工学の百科事典 / ネットワークの緊急操作、無停電電源装置からの機器の保護

無停電電源装置、高速ディスクリート主電源電圧安定化装置、または緊急電圧偏差保護装置の重要な部分は、主電源電圧監視ユニットまたは主電源電圧コンパレータ (VSC) です。一見すると、問題の単純さは欺瞞的です。問題は、KSN の入力に交流または脈動電圧があり、KSN の出力信号が連続的でなければならないことです。

この場合、平滑化にさまざまな RC フィルタや LC フィルタを使用することは不可能です。これらのフィルタを使用すると、主電源電圧の変化に対する CSN の応答に大幅な遅延が生じるからです。したがって、KSN は、主電源周波数と同期して、入力電圧を基準電圧と定期的に比較し、前回の比較の結果を次の比較まで記憶しておく必要があります。主電源電圧は正弦波であり、通常は高調波係数が低い (<6%) ため、主電源電圧の振幅値を制御し、それを使用して実効電圧値の大きさを判断することができます。いわゆるピーク検出器 [3] は、電圧振幅検出器として使用できます。ピーク検出器を使用する場合の欠点は、新しい測定の前に毎回リセットする必要があることです。

より機能的に単純なデバイスは、主電源電圧レベルの超過を制御する回路を備えた再起動可能な単一のバイブレータ上に構築できます。この場合、回路はデジタル超小型回路、特に CMOS 回路上に組み立てることができます。 CMOS 回路のスイッチングパラメータは非常に高い温度安定性を備えているため、この選択は偶然ではありません [1]。-55 ～ +125°C の範囲で媒体の温度が変動しても、伝達特性の個々のセクションはそれ以上変化しません。 5%よりも。 +15 ～ +35°C の温度範囲 (住宅地では一般的) では、伝達特性の変化は 0,6% 以内であり、必要な 1 ～ 2 よりもはるかに優れていることが予想されます。 %。さらに、CMOS 回路は消費電力が非常に低いため、トラッキングデバイスで SSN を使用する場合に重要になります。

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回路 (図 1) では、調査済みの事前整流された主電源電圧が INPUT 入力に供給されます。ガルバニック絶縁が必要な場合は、主電源電圧が絶縁変圧器を介して供給されます。同調抵抗器 R1 と抵抗器 R2、R3 で構成される分圧器の助けを借りて、KSN は特定のしきい値に調整されます。分圧抵抗の定格は、+UP=5 V、INPUT 入力の電圧振幅が 17 V (~12 V rms) の場合について指定されています。コンデンサ C1 は、ネットワークから侵入する短いインパルスノイズをフィルタリングするために使用されます。ダイオード VD1 は、分圧器の出力電圧を +UP に制限します。最初の 1 つのインバータ DD4 と抵抗 R5、R1 にはシュミットトリガが組み込まれており、主電源電圧がトリガレベル UsXNUMX に達するとトリガされます。

再起動可能なワンショット (SW) は、KS チェーン R6、C2、および残りの 7 つのインバーターと抵抗 R9、R8 に組み込まれたシュミットトリガーで構成されます。抵抗 R3 はデバイス全体の応答ヒステリシスを得るために必要です。 +UP は、15 ～ XNUMX V CMOS 回路の電源電圧を指します。

図 2 に、図 1 に示した SSN 回路のタイミング図を示します。 1. 主電源電圧の振幅がシュミットトリガのしきい値 Uc6 に達していない間、その出力 (ピン 1 DD8) は High 論理レベル (LU) になります。出力 OUTPUT KSN (ピン 1 DDXNUMX) には LU が低く、主電源電圧が所定のレベルを下回っていることを示します。

CMOSチップ上の高速主電源電圧コンパレータ

主電源電圧の振幅がシュミット・トリガのしきい値 Uc1 を超えるとすぐに、その出力 (ピン 6 DD1) に主電源周波数と同期した Low LU パルスが表示されます。これらのパルスは、VD1 ダイオードを介してソフトウェア入力に供給されます。 R6C2 RC 回路の時定数は、シュミットトリガの出力からのトリガパルスが入力で受信される間、ソフトウェアの出力が連続ハイレベルを維持するように選択されます。したがって、主電源電圧が指定されたレベルを超えている限り、KSN の OUTPUT の出力は High LU になります。

図 3 は、少数のインバータ上の KSN の簡略図を示しています。このスキームと図 1 に示す KSN スキームの違いは、伝統的に R6C2 RC チェーンが含まれていないことです。

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上で説明した SPV (これらを最初のタイプの SPV と呼ぶことにします) は、所定のレベルを超える主電源電圧の増加を制御するのに最も効果的です。主電源電圧に障害が発生すると、ソフトウェアの RC 回路の充電時定数により、この回路は 7 ～ 10 ms の時間遅延でネットワークのレベルを下げる信号を生成します。

所定のレベルを下回る主電源電圧降下を監視するときに指定された遅延を部分的に取り除くことで、半正弦波の瞬間電圧が所定のレベルを下回ったときに、一時停止 DT の期間を測定する原理に基づいて動作する 4 番目のタイプの SPV が可能になります。 INPUT 入力が Uc 未満です (図 XNUMX)。

CMOSチップ上の高速主電源電圧コンパレータ

測定された主電源電圧の振幅 Ua は、次の式に従って間隔 DT を決定します。

DT=arcsin(Uc/Ua)/πf。

時間間隔 DT=10°における測定電圧曲線の非線形性は無視できます [2]。 DT=10°の場合、Ua=11Uc となり、主電源電圧が低下したときの KSN の動作遅延は約 0,6 ms になります。

示された原理に従って動作するCSNのスキームを図5に示し、タイミング図を図6に示します。

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CMOSチップ上の高速主電源電圧コンパレータ

入力分周器 R1、R2、R3 を使用すると、必要な Ua と Uc の比率が達成されます。この場合の Uc は CMOS 回路のスイッチング電圧 (UP / 2 に等しい) に等しいため、0,6 ms 未満の遅延を得るには Ua=5,5UP を選択する必要があります。

ダイオード VD1 は、分圧器の出力電圧を +UP に制限します。分圧器の出力からの電圧は、最初の 1 つの DD2 インバータに組み込まれたシュミットトリガであるコンパレータの入力に供給されます。コンパレータは、半正弦波のレベルがしきい値 Uc を超えたときに高 LU パルスを形成するために必要です。比較器の出力におけるハイＬＵは、ダイオードＶＤ２を介して、第３および第４のインバータＤＤ１、抵抗器Ｒ７、Ｒ９、Ｒ１０およびコンデンサＣ２上に組み立てられた第１のソフトウェアの入力に供給される。

トリマ抵抗器 R1 は、指定された電圧よりも高い主電源電圧でソフトウェアの出力で継続的な High LU 信号を実現します。主電源電圧が低下すると、低 LU パルスが最初のソフトウェアの出力に現れ、VD3 ダイオードを介して 6 番目と 11 番目の DDI インバータ、抵抗 R12、R3、R8、および R6 に組み込まれた 10 番目のソフトウェアの入力に供給されます。コンデンサCXNUMX。 OUTPUT KSN の出力におけるこれらのパルスから、XNUMX 番目のソフトウェアは連続的な低い LU を生成し、主電源電圧が所定のレベルを下回っているか、または完全に存在していないことを知らせます。抵抗 RXNUMX は、CV のスイッチング特性に必要なヒステリシスを得るために役立ちます。タイミング図 (図 XNUMX) から、主電源電圧の増加に伴い、XNUMX 番目のタイプの SPV の出力における High LU が約 XNUMX ms の遅延で形成されることがわかります。

回路ソリューションを繰り返す場合、CMOS 回路のスイッチングパラメータには多少の変動があるため、RC 回路の抵抗 R6 の値を明確にする必要がある場合があることに留意する必要があります。 KSNのスイッチング特性のヒステリシスを求めるには、正帰還回路の抵抗R8の値を明確にする必要があります。

文学：

ゼルディン B.A. 情報測定機器のデジタル集積回路 - L .: Energoatomizdat、1986。
ミロフゾロフ V.P.、ムソリン A.K. ディスクリートスタビライザーと電圧整形器 - M.: Energoatomizdat、1986 年。
Peyton A.J.、Walsh V. オペアンプのアナログエレクトロニクス - M .: Binom、1994 年。

著者: V. Ya. ボロディン

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