1. IPの特徴

ION および低電圧保護回路。 電源が 5.5 ～ 7.0 V (標準値 6.4 V) のしきい値に達すると、回路がオンになります。 この時点まで、内部制御バスはジェネレータと回路のロジック部分の動作を無効にします。 +15V 電源電圧 (出力トランジスタ無効) での無負荷電流は 10 mA 以下です。 ION +5V (+4.75..+5.25 V、出力安定化は +/- 25mV 以下) は最大 10 mA の流出電流を提供します。 npn エミッタ フォロワを使用するだけで ION を増幅することは可能ですが (TI の 19 ～ 20 ページを参照)、そのような「安定器」の出力の電圧は負荷電流に大きく依存します。

発電機 タイミング コンデンサ Ct (ピン 5) に、TL0 Texas Instruments の場合は 3.0..+494V (ION によって振幅設定)、TL0 Motorola の場合は 2.8...+494V (他に何を期待できますか?) のノコギリ波電圧を生成します。それぞれ、TI F=1.0/(RtCt)、Motorola F=1.1/(RtCt) の場合です。

許容動作周波数は 1 ～ 300 kHz ですが、推奨範囲は Rt = 1 ～ 500 kOhm、Ct = 470 pF ～ 10 μF です。 この場合、周波数の典型的な温度ドリフトは (当然、付属部品のドリフトを考慮せずに) +/-3% であり、電源電圧に依存する周波数ドリフトは許容範囲全体で 0.1% 以内です。

発電機をリモートでオフにするには、外部キーを使用して Rt 入力 (6) を ION 出力に閉じるか、Ct をグランドに閉じることができます。 もちろん、Rt、Ct を選択するときは、開いたスイッチの漏れ抵抗を考慮する必要があります。

休止相制御入力 (デューティサイクル) 休止位相コンパレータを通じて、回路のアームのパルス間に必要な最小休止時間を設定します。 これは、IC 外部のパワーステージでの貫通電流の防止と、トリガーの安定した動作の両方のために必要です。TL494 のデジタル部分のスイッチング時間は 200 ns です。 Ct のソーが制御入力 4 (DT) の電圧を超えると、出力信号が有効になります。 ゼロ制御電圧で最大 150 kHz のクロック周波数では、休止位相 = 周期の 3% (等価制御信号オフセット 100..120 mV)、高周波数では、内蔵補正により休止位相が 200..300 ns まで延長されます。

DT 入力回路を使用すると、固定休止位相 (RR 分周器)、ソフトスタート モード (RC)、リモート シャットダウン (キー) を設定したり、DT をリニア制御入力として使用したりすることができます。 入力回路はpnpトランジスタで構成されており、入力電流(最大1.0uA)はICの外に流れ込み、ICに流れ込みません。 電流は非常に大きいため、高抵抗の抵抗器 (100 kΩ 以下) は避けてください。 TL23 (3) 430 ピン ツェナー ダイオードを使用したサージ保護の例については、TI (431 ページ) を参照してください。

エラーアンプ - 実際、オペアンプの DC 電圧は Ku=70..95dB (初期のシリーズでは 60 dB)、1 kHz で Ku=350 です。 入力回路は pnp トランジスタで構成されているため、入力電流 (最大 1.0 μA) は IC から流れ出し、IC には流れ込みません。 電流はオペアンプにとって十分な大きさであり、バイアス電圧も大きい（最大 10mV）ため、制御回路内の高抵抗抵抗（100 kΩ 以下）は避けるべきです。 ただし、PNP 入力を使用しているため、入力電圧範囲は -0.3V ～ Vsupply-2V です。

XNUMX つのアンプの出力はダイオード OR によって結合されます。 出力に大きな電圧がかかるアンプは、ロジックの制御を遮断します。 この場合、出力信号は個別に利用できず、ダイオード OR の出力からのみ利用できます (エラー コンパレータの入力でもあります)。 したがって、線形モードではフィードバック ループによって閉じられるアンプは XNUMX つだけです。 このアンプは、出力電圧に関してメインの線形 OS を閉じます。 この場合、XNUMX番目のアンプはコンパレータとして使用できます。たとえば、出力電流を超えたり、論理アラーム信号（過熱、短絡など）、リモートシャットダウンなどのキーとして使用できます。コンパレータの入力のXNUMXつはIONに接続され、XNUMX番目の入力は緊急信号の論理ORを構成します（さらに良いのは、通常状態の信号の論理AND）。

RC 周波数依存 OS を使用する場合、アンプの出力は実際にはシングルエンド (直列ダイオード!) であることを覚えておく必要があります。そのため、静電容量を (上に) 充電すると充電され、下にすると放電するのに時間がかかります。 この出力の電圧は 0..+3.5V (ジェネレータの振幅より少し大きい) の範囲にあり、その後電圧係数は急激に低下し、出力の約 4.5V でアンプは飽和します。 同様に、アンプの出力回路 (OS ループ) にも低抵抗の抵抗を使用しないでください。

アンプは、動作周波数の 400 サイクル内で動作するように設計されていません。 アンプ内の信号伝播遅延が 200 ns であるため、これには遅すぎ、トリガー制御ロジックでは許可されません (出力にサイド パルスが発生する可能性があります)。 実際の PN 回路では、OS 回路のカットオフ周波数は 10000 ～ XNUMX Hz のオーダーで選択されます。

トリガーおよび出力制御ロジック - 供給電圧が少なくとも 7V の場合、発電機の鋸電圧が制御入力 DT より大きい場合、 и のこぎり電圧がいずれの誤差増幅器よりも大きい場合 (内蔵のしきい値とオフセットを考慮して)、回路の出力が許可されます。 ジェネレータが最大値からゼロにリセットされると、出力は無効になります。 0 相出力のトリガーは周波数を半分に分割します。 入力 13 (出力モード) が論理 1 の場合、トリガ位相は OR によって結合され、両方の出力に同時に供給され、論理 XNUMX の場合、各出力にパラフェーズで別々に供給されます。

出力トランジスタ - 熱保護が組み込まれた npn ダーリントン (ただし、電流保護はありません)。 したがって、コレクタ (通常は正母線に接続されている) とエミッタ (負荷側) の間の最小電圧降下は 1.5V (200 mA で標準値) ですが、エミッタ共通回路ではこれよりわずかに優れた 1.1V (標準値) です。 最大出力電流 (500 つのオープン トランジスタを使用した場合) は 1 mA に制限され、水晶振動子全体の最大電力は XNUMX W です。

2. アプリケーションの機能

MISトランジスタのゲートを加工します。 出力リピータ

従来は MIS トランジスタのゲートである容量性負荷で動作する場合、出力トランジスタ TL494 はエミッタフォロワによってオンになります。 平均電流が 200 mA に制限されている場合、回路はゲートをかなり迅速に充電できますが、トランジスタがオフになっている状態でゲートを放電することは不可能です。 接地された抵抗によるゲートの放電も満足のいく速度ではありません。 結局のところ、従来のゲート容量の電圧は指数関数的に減少するため、トランジスタを閉じるには、ゲートを 10V から 3V 以下まで放電する必要があります。 抵抗器を流れる放電電流は、常にトランジスタを流れる充電電流よりも小さくなります (そして、抵抗器はかなり加熱し、上昇するときに重要な電流を奪います)。

オプション A. 外部 pnp トランジスタを介した放電回路 (Shikhman の Web サイトから借用 - 「Jensen アンプの電源」を参照)。 ゲートが充電されているとき、ダイオードを流れる電流によって外付けの PNP トランジスタがオフになります。IC の出力がオフになると、ダイオードがオフになり、トランジスタがオンになり、ゲートをグランドに放電します。 マイナス - 小さな負荷容量でのみ動作します (IC の出力トランジスタの電流予備によって制限されます)。

TL598 (プッシュプル出力付き) を使用する場合、下部、ビット、ショルダーの機能はすでにチップ上に配線されています。 この場合、オプション A は機能しません。

オプション B. 独立した相補リピーター。 主電流負荷は外部トランジスタによって処理されるため、負荷の容量 (充電電流) は事実上無制限です。 トランジスタとダイオード - 飽和電圧と Ck が小さく、十分な電流マージン (パルスあたり 1A 以上) を備えた任意の HF。 たとえば、KT644 + 646、KT972 + 973。 リピータの「アース」は、電源スイッチの電源の隣に直接はんだ付けする必要があります。 リピータ トランジスタのコレクタは、セラミック キャパシタンス (図には示されていません) でシャントする必要があります。

どの回路を選択するかは、主に負荷の性質 (ゲート容量またはスイッチング電荷)、動作周波数、およびパルス フロントのタイミング要件によって決まります。 そして、熱損失のほとんどが放散されるのは MIS キーの過渡状態であるため、それら (フロント) はできるだけ高速である必要があります。 この問題を完全に分析するには、International Rectifier コレクションの出版物を参照することをお勧めしますが、私自身は XNUMX つの例に限定します。

強力なトランジスタ IRFI1010N の基準総ゲート電荷量は Qg=130nC です。 非常に低いチャネル抵抗 (12 mΩ) を実現するために、トランジスタのチャネル面積が非常に大きいため、これは非常に大きな値となります。 ミリオーム単位が重要となる 12V コンバータで必要となるのはこれらのキーです。 チャネルの開口を保証するには、ゲートにグランドに対して Vg = + 6V を供給する必要があり、同時に総ゲート電荷 Qg (Vg) = 60 nC になります。 10V まで充電されたゲートの放電を保証するには、Qg(Vg)=90nC を吸収する必要があります。

クロック周波数が 100 kHz、合計デューティ サイクルが 80% の場合、各アームは 4 μs のオープン - 6 μs のクローズ モードで動作します。 各パルス フロントの持続時間は開状態の 3% 以下であるべきだと仮定します。 tf=120ns。 そうしないと、キーの熱損失が急激に増加します。 したがって、最小許容平均充電電流 Ig+=60nC/120ns=0.5A、放電電流 Ig-=90nC/120ns=0.75A となります。 そして、これはゲート容量の非線形動作を考慮していません。

必要な電流と TL494 の制限を比較すると、内蔵トランジスタが電流制限で動作することは明らかであり、タイムリーなゲート充電に対応できない可能性が高いため、相補的なフォロアを優先して選択が行われます。 動作周波数が低い場合、またはキー ゲートの静電容量が低い場合は、スパーク ギャップを備えたバリエーションも可能です。

2. 電流保護、ソフトスタート、デューティサイクル制限の実装

一般に、電流センサーの役割には、負荷回路内の直列抵抗が必要です。 しかし、彼はコンバータの出力で貴重なボルトとワットを盗み、負荷回路のみを制御し、一次回路の短絡を検出することはできません。 解決策は、一次回路に誘導電流センサーを設置することです。

センサー自体 (変流器) は小型のトロイダル コイルです (その内径は、センサー巻線に加えて、主電源変圧器の一次巻線のワイヤを自由に通過する必要があります)。 トーラスを通して、変圧器の一次巻線のワイヤを通過させます（ただし、電源の「アース」ワイヤは通過しません！）。 フォトカプラの動作電流（3～10Vの電圧降下で約10～2mA）に基づいて、検出器の立ち上がり時定数をクロック周波数の10～1.2周期程度、立ち下がり時は1.6倍以上に設定します。

図の右側 - TL494 の 1 つの典型的なソリューション。 分周器 Rdt2 ～ Rdt1 は最大デューティ サイクル (最小休止フェーズ) を設定します。 たとえば、Rdt4.7=2kOhm、Rdt47=4kOhm の場合、出力 450 には定電圧 Udt=18mV があり、これは 22..XNUMX% の休止段階に相当します (IC シリーズと動作周波数によって異なります)。

電源投入時はCssが放電され、DT入力の電位はVref(+5V)となります。 Css は Rss (別名 Rdt2) を介して充電され、分圧器によって制限される下限まで DT 電位をスムーズに下げます。 これはソフトスタートです。 Css=47uF と指定された抵抗を使用すると、回路の出力はスイッチオン後 0.1 秒で開き、さらに 0.3 ～ 0.5 秒で動作デューティ サイクルに達します。

回路内には、Rdt1、Rdt2、Css に加えて、フォトカプラのリーク電流 (高温では 10 μA 以下、室温では約 0.1 ～ 1 μA) と DT 入力から流れる IC 入力トランジスタのベース電流の 2 つのリークがあります。 これらの電流が分周器の精度に大きな影響を与えないように、Rdt5 = Rss は 1 kOhm 以下、Rdt100 = XNUMX kOhm 以下を選択します。

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