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無線電子工学および電気工学の百科事典 一般的なフィードバックアンプの設計上の考慮事項
無線電子工学と電気工学の百科事典 / アマチュア無線デザイナー 最近、アンプの負帰還に対して条件付きで「賛成」または「反対」と呼ぶことができるトピックに関する議論が急増しています。 残念ながら、これらの議論に合理的な議論が含まれることはめったにありませんが、FOSを使用したシステムの動作と設計の「ささいなこと」についての知識が明らかに不足していることを示しています。 状況は、ほとんどの場合、フィードバックの使用に対する異議の正当化としてデバイスが引用されているという事実によって複雑になっています。これは、実際には、それの非識字または失敗した使用の例であることが判明しています。 そして、学校の論理の最悪の伝統では、「フィードバックは悪いです！」という結論が導き出されます。 同時に、FOSの正しい使用例はますますまれになっているようであり、おそらくこの問題に関する現代の文献が事実上存在しないためです。 そのため、フィードバック付きの高線形増幅器の設計のあまり知られていない機能に焦点を当てたいくつかの資料を公開することが特に便利であるように思われます。 1927 年に Harold Black がフィードバック フィードバックを備えたアンプを発明した主な理由は、XNUMX 対のワイヤを介してマルチチャネル電話通信システムで使用されるアンプの線形性を向上させる必要があったことを思い出してください。 問題は、チャネル数が増えると、これらのアンプの線形性要件が非常に急激に増加することでした。 これにはXNUMXつの理由があります。 XNUMXつ目は、干渉する可能性のある相互変調積の数です。 2500 番目の理由は、信号帯域幅の増加に伴い、ケーブルの損失も増加することです。これが、アンプをより短い距離に配置する必要がある (およびその周波数応答をより強力に調整する必要がある) 理由であり、XNUMX km ではその数はXNUMXに増加します。 通信回線の歪み成分は合計されるため、個々のアンプの要件はそれに応じて厳しくなります。 この機器のクラスがどれほど高いかを明確にするために、10800チャネルのシステムの増幅器は、通過帯域（60 MHz）の終わりで-120以下の126次相互変調歪みレベルを持っていることに注意してください...- 130dBおよび差音値が-135...-30dB以下。 高次の相互変調歪みはさらに低くなります。 耐用年数（約XNUMX年のXNUMX時間稼働）中のXNUMX〜XNUMX（！）の増幅器を含むパスの周波数応答は、主にケーブルの経年劣化により、わずか数デシベルしか変化しません。 従来の機器の基準では、これは素晴らしいことですが、実際には、環境保護を適切に使用した結果にすぎません。 増幅器Xの線形性を高める問題。ブラックは1921年からベル研究所で働いています。歪み補償のほとんどすべての既知の方法、特にいわゆる直接接続による歪み補正と歪みを開発したのは彼でした。歪んだ出力信号を分離された逆位相歪み信号と合計することによる補償。 もちろん、これらの対策は効果がありましたが、十分ではありませんでした。 線形性の問題に対する根本的な解決策は、正確にはフィードバック付きの増幅器の発明であり、最も重要なことは、適切な理論の作成なしでは不可能だった正しい実用的な実装でした (「優れた理論ほど実用的なものはありません!」)。 . 理論を構築する最初のステップは、オープン システムの周波数応答と位相応答のタイプ (ナイキスト ホドグラフ) に基づいて、NF ループが閉じられる前でも、安定性を決定するためにまだ使用されている方法を発見したハリー ナイキストによって行われました。 ただし、すべてがそれほど単純ではありません。 FOS の動作原理はシンプルで明らかですが、その使用によって得られる利点を実際に得るためには、非常に広範なフィードバック理論を作成する必要がありました。 （世代の欠如）。 その構築は、オランダ出身の傑出したアメリカの数学者ヘンドリック・ウェイド・ボーデによって、1945 年までに実質的に完了しました [1]。 タスクの実際の複雑さを理解するために、すべての問題を説明しているわけではない、フィードバック付きのアンプに関するブラックの最初の特許でさえ、87ページの小さな本ほどのボリュームがあることに注意してください。 ちなみに、X. Black は合計で 347 件の特許を取得しており、その大部分は特に OOS を使用したアンプの実装に関連しています。 そのような量の仕事と比較して、現代の「基礎の転覆者」のすべての主張は、レベルに近いものさえ作成しておらず、ブラック、ナイキスト、ボードの作品を読んだことさえない（または理解していない）ことがよくあります、少なくとも自信過剰に見えます。 したがって、問題は OOS を使用することではなく (実際には常に存在し、常に明示的であるとは限りません)、この使用が有効であり、望ましい結果をもたらすことです。 では、フィードバック付きアンプの回路設計を設計・評価する際に注意すべき「教科書に記載されていない」のどれですか？ まず、フィードバック システムの伝達係数 (伝達関数) の式で次のことを思い出します。 H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] 複素数と関数が表示されます。つまり、次のようになります。
正しい結果を得るには、複素数の算術規則[2]に従って計算を実行する必要があります。これは、教科書の作成者でも忘れられがちです。 たとえば、±90°、±270°に近いループゲイン位相角では、元の増幅器の振幅の非線形性はほぼ完全に位相のものに変換されます（つまり、| bK |倍弱められますが、寄生位相変調に変換されます）。 ）。 この場合、寄生振幅変調は事実上なくなり、相互変調歪み測定の結果は、スペクトラムアナライザ（およびUMZCHの場合はヒアリング）が実際に示すよりも20〜30dB楽観的になる可能性があります。 残念ながら、これはほとんどのOUと多くのUMZCHに当てはまります。 良い例は、MarkAlexander[3]によって説明されている電流フィードバックアンプです。 スペクトラムアナライザによると、周波数が14kHzと15kHzの0,01トーン信号でのこの増幅器の相互変調歪みの実際のレベル（英語の略語-IMD）は約0,007％であり、高調波のプロットとよく一致しています。歪み対周波数（15 kHzの周波数で約7％）。 このアンプの相互変調歪みが標準（振幅変調のみ）の方法を使用して測定された場合、結果のIMD値ははるかに低くなります。 0,0002 kHzの周波数では、ごくわずかな15％しか得られず、0,0015 kHzでは約0,005％になります。これは、実際の値（それぞれ約0,01と4％）よりも大幅に低くなっています。 この効果は、MattiOtala[XNUMX]の通過でも言及されました。 次の瞬間。 FOS ループが開いていて出力の信号レベルがどちらの場合も同じである場合と比較して、FOS は入力にもたらされる歪みとノイズの積の絶対値を減らすことができないことを理解することが重要です。 十分に高い周波数では、アンプのゲインが低下します。 結果として、フィードバック付きアンプの差信号も増加します。 したがって、より高い周波数の領域では、入力と後続のカスケードは必然的に非線形性を示し始めます。これは、フィードバックを備えたアンプの差信号の増加が、位相シフトにより入力値をほぼ 5 倍にする可能性があるためです [XNUMX]。 . また、クローズド フィードバック ループでは、特に出力段のアームを切り替える「歯」などの高次の歪み生成物が高周波入力信号に似ており、入力ローパス フィルターができないことにも注意してください。ここで助けてください。 そのため、FOS の導入による相互変調歪みのスペクトルの壊滅的な拡大を防ぐために、FOS を使用しない場合の歪み生成物のスペクトルのエンベロープの減衰を、FOS の減衰率よりも速くすることが非常に望ましいのです。ループゲイン。 残念ながら、この条件はほとんど知られていないだけでなく (Bode は明らかであると考えてほのめかしているだけです)、満たされることはほとんどありません。 同じ理由で、安定性のために導入された周波数補正は、周波数範囲全体、ユニティ ゲイン周波数まで、さらにはそれより少し高い周波数範囲にわたってアンプの線形性を低下させてはなりません。 これを達成する最も明白な方法は、有名な M. Otala アンプで行われたように、入力信号の値を直接減らすような方法で補正を行うことです (図 1)。 ここで使用される R6C1 回路による入力での差信号の「クエンチング」は、ブーストの差動段のエミッタ回路に存在するにもかかわらず、最終的にはオペアンプ タイプのテンプレート周波数補正回路よりもはるかに優れた結果をもたらすことに注意してください。コンデンサ C2、C4、C6 により、動的非線形性が大幅に向上します。
前述の説明は、周波数応答の主な減衰が形成される前の段階で線形性の大きなマージンが望ましいことを説明しています-フィードバックを備えたアンプでは、これは歪み生成物のスペクトルの大幅な拡大を防ぐためにまず必要です. 入力段の線形性を高めるために、電界効果トランジスタを使用することが推奨されることがよくありますが、この推奨事項は、カットオフ電圧が高い (5 V 以上) ディスクリート電界効果トランジスタを使用する場合にのみ意味があります。適切なモードを設定します（初期電流の約半分ですが、そのような段階の増幅は小さいです）。 ローカル フィードバックを導入してバイポーラ トランジスタのカスケードを増幅し、電界効果トランジスタのカスケードと同じ有効なトランスコンダクタンスを提供し、同じ電流で動作することにより、特に高周波数での線形性が大幅に向上します。相互コンダクタンス [6] に。 入力トランジスタが約 0,6 ... のモードで動作し、エミッタ抵抗で 0,7 ... 0,1 V 以下の電圧降下が発生する「フィールド」入力を備えた標準オペアンプの使用。 「バイポーラ」入力のオペアンプでは、エミッタ抵抗の両端の電圧降下は通常0,2 ... 300 mVを下回らないため、入力段の線形性が高くなり、入力容量が少なくなります。 これらの理由から、高直線性で高速のフィールド入力オペアンプ (OPA500 や AD655 など) は、通常、バイポーラ トランジスタ段と入力ソース フォロワの組み合わせとして構築されます。 入力段の線形性を高めるには、ローカル周波数依存フィードバックを使用するのが最も効果的です。これにより、周波数応答の必要な減少と直線性の増加が同時に提供されます（たとえば、入力段のエミッタ回路にインダクタを使用する場合）。 [7]）。 周波数依存のローカルNOSにより、動作周波数帯域でのOOS全体の深度損失を減らすことができます。 これは、電圧増幅段（たとえば、オペアンプLM101、LM318、NE5534 [8]）と出力段（たとえば、オペアンプOP275、LM12、UMZCHTDA729xおよびLM3876/3886マイクロ回路）の両方に適用できます。 ）。 したがって、フィードバック付きのアンプを開発する場合、ループゲインが小さい周波数領域で、低周波数ではなく、フィードバックなしで許容可能な（少なくとも数パーセント以上の）線形性と特性のより良い安定性を確保する必要があります。 、ループゲインが高い場合。 低周波数および中周波数での線形性を改善するためのいくつかの対策（たとえば、カスコード増幅器でのいわゆるトラッキングリンクの導入）は、同時に、特性の安定性の低下および（または）低下につながりますHFでの直線性。 したがって、フィードバック付きのアンプへの導入は実用的ではありません。 ローカル OOS を使用する場合、良好な結果を得るには、周波数特性を最適化する必要があります。これは、それぞれがこのカスケードの線形性を高めるだけでなく、一般的な OOS 回路のループ ゲインを低下させるためです。 このタスクは簡単ではありません。非常に正確なコンピューター モデリングと最適化なしでは実行できません。 最初の近似のルールとして、最適なオプションに近いのは、OOS (クローズド OOS ループ) を使用したアンプの結果として生じる歪みに対するすべてのステージの寄与がほぼ同じであるオプションであると想定できます。 さらに、一般的なフィードバックを備えたアンプの場合、フィードバック ループに動的なトラッキング ドロップがないことが非常に重要です。 これは、動的な非線形性が受け入れられないことを意味し、たとえば、トランジスタのブロッキングまたは飽和 (準飽和) による特性の急激な変化、または信号がランプを介して印加されたときのランプのグリッド電流の出現による特性の急激な変化につながります。カップリングコンデンサ。 何らかの理由でそのような現象を排除できない場合は、ループゲインが小さい周波数領域（特にユニティゲイン周波数領域）での影響を、局所的な環境保護などを使用して平準化するための対策を講じる必要があります。 優れた例は、同じ導電構造のトランジスタに基づく NE5534 プッシュプル出力段 [8] です。 カスケードは非常に非線形であるように思われます.上部の肩はエミッタフォロワであり、下部の肩は共通エミッタを持つトランジスタです. それにもかかわらず、ローカル FOS の深さが周波数とともに増加するため、OS には「ステップ」の痕跡さえありません (もちろん、ボードが正しく配線されている場合)。 したがって、このアンプの歪みの主な原因は、（ノイズを最小限に抑えるために）エミッタ抵抗を含まない入力段の過負荷であることがほとんどです。 とはいえ、このオペアンプは、40 kHz での合計 NFB の深さが変化しない場合、NFB が 0,01 dB (P = 20) のゲインを使用しても可聴周波数帯域で歪みが増加しません。 30dBを超えます。 この場合の歪みは 0,005% を超えず (これは出力信号の振幅がピークからピークまで 20 V の場合)、そのスペクトルは実質的に 500 次高調波によって制限されます。 同時に、XNUMXΩまでの負荷を接続しても歪みにはほとんど影響しません。 他の回路の欠陥の中で、動的ヒステリシス（プッシュプル出力段の肩の「スムーズな」スイッチング用に設計されたほとんどの回路によって作成される）は、高周波で発生する「中央カットオフ」と同様に、特に危険です-ステップ（ Shiklaiスキームに従った、または「並列」増幅器に基づく複合トランジスタの出力段の標準的な病気）。 安定性の観点から、これらの欠陥は追加の位相シフトの出現と同等であり、最大80°...100°に達します。 多くのオペアンプや強力なアンプの一部のモデルでは、これらの欠点を克服するために、RF（マルチチャネルOS）の非線形要素をバイパスする回路が使用されています。 ループ増幅の周波数応答のタイプを選択する問題は、古典的な文献、たとえば[1]で非常によくカバーされています。 相対速度を考慮した最適な増幅段数の選択、およびマルチチャネルFOSを備えたシステムの設計については、[9]で詳細に検討されているため、以下では簡単な情報のみを示します。 「最も遅い」UMZCH ノードはほとんどの場合、強力な出力ステージであるため、直線性とフィードバックの深さの観点から見た UMZCH の最適なカスケード数は、確かに XNUMX つ以上です (Bode が確立したように、カスケード、XNUMX 段アンプが最適です)。 RF 上のカスケードをバイパスする回路で補正を行う場合、カスケードの数はデバイスの複雑さによってのみ制限されます。 一般的な FOS ループをいくつかのローカル ループに分割することは、多くの著者によって推進されていますが、設計が単純化されているにもかかわらず、不都合です。 ボード線図で示されているように、アンプ内の複数のステージの「ローカル」フィードバックによるカバレッジは、達成可能な線形性の損失につながります。 たとえば、それぞれ 30 dB のローカル NFB で直列に接続された 60 つのカスケードは、同じ周波数帯域で合計 XNUMX dB の NFB でカバーされる同じ XNUMX つのカスケードよりも明らかに線形性が悪くなります。 もちろん、この規則にはいくつかの例外があります。 したがって、ループゲインの周波数応答を形成するには、周波数に依存するローカルフィードバックを使用すると便利です。アンプの動作周波数の領域では、それらは実際にはオフになっており、達成可能な深さを減少させません。全体的なフィードバック。 別の例-ディスクリートコンポーネントで作成されたマイクロ波増幅器では、アクティブエレメントとパッシブ回路によって導入された過剰な位相シフトが、周波数応答の減衰によって決定される自然な位相シフトを超え始め、OOS全体の達成可能な深さが小さくなります。 この場合、一般的なFOSの代わりに、絡み合ったローカルFOSのチェーンを使用する方が実用的です。 UMZCHの高周波での位相安定マージンは、20°... 25°（低い-信頼性が低い）未満に選択しないでください。50°... 70°（増幅領域での顕著な損失、つまり、速度とOOSの深さ）。 動作周波数帯域でOOSの深さを増やすには、周波数応答に12オクターブあたり約180dBの急勾配のループ増幅セクションを導入することをお勧めします。 ボードカットやナイキスト安定判別法（XNUMX°を超える位相シフト）などのループ増幅の周波数応答を形成することはさらに優れていますが、それらの正しい実装はかなり複雑であるため、常に正当化されるとは限りません。 そのため、ナイキストループ増幅周波数応答を備えたUMZCHは、知られている限り、大量生産されていません。 文献に記載されている設計には、重大な動作上の制限があります（特に、入力に入る高周波信号の許容性、不十分な出力電圧クリッピング）。 これらの制限を取り除くことは可能ですが、面倒です。 見落とされがちなもう 2 つの非常に重要な実現可能性要因は、フィードバックによってカバーされるカスケードの設計です。 安定性を確保するために、アンプ全体の速度を人為的に下げることを強制する、周波数応答減衰およびパスバンドを超える寄生共振ピークがないことを確認する必要があります (オープンの周波数応答の例を参照してください)。図 1 に示すループ フィードバック アンプ)。 周波数応答に寄生ピークが存在すると、自己励起なしで達成可能な OOS の深度が急激に減少します。 曲線 10 は、約 2 MHz のユニティ ゲイン周波数で大きな (20 dB) 安定マージンを提供できる可能性を示しています。 40 kHz での OOS の深さは少なくとも 2 dB です。 曲線 20 には寄生ピークがあり、その品質係数は約 2 (実際にはそれ以上になる可能性があります) です。 このような周波数応答を持つアンプが励起されないようにするには (安定性マージンがわずか 3 ～ 20 dB の場合)、そのようなアンプのループ ゲインと CNF 帯域幅を 1 分の XNUMX に減らす必要があります。曲線 XNUMX と比較すると、自己励起の可能性のある周波数は、公称ユニティ ゲイン周波数よりも XNUMX 倍高くなります。
簡単なレビューを要約すると、どの設計も一連の妥協点であるため、適用されるソリューションが相互にリンクされ、設計が単一の全体であることが非常に重要であることに注意してください。 たとえば、UMZCHに関しては、オーディオ周波数帯域で80〜90 dBを超えるフィードバックの深さを具体的に達成する特別な理由はありません。この場合、歪み積の主な原因はアクティブな要素ではなくなるためです。しかし建設的なもの、例えば、プッシュプル出力段からの干渉。 このような場合、著者の設計の10つ[XNUMX]や、HalcroおよびDynamic Precisionブランドの外国製アンプで行われているように、設計を慎重に改良することがより重要であることは明らかです。 文学
著者：S。Ageev、モスクワ; 出版物：radioradar.net
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