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無線電子工学および電気工学の百科事典 シングルコイル誘導式金属探知機です。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
提案する誘導式金属探知機は汎用性の高いものである。 センサーはシンプルな設計で直径0,1～1mまで製作可能で、直径にほぼ比例して検出物体の大きさや金属探知機が検出する距離が変化します。 直径 180 mm の標準センサーの場合、検出深さは次のようになります。
このデバイスには、小さな鉄の物体が検索に興味がない場合に、その物体からの信号をフィルタリングできる単純な弁別器が装備されています。 構造スキーム ブロック図を図に示します。 14. いくつかの機能ブロックで構成されます。
水晶発振器は方形パルスの発生源であり、その後、そこから信号が形成され、センサー コイルに入力されます。 発振器信号は、フリップフロップのリング カウンターを使用して周波数で 4 分周されます。 リング回路によれば、カウンタは、弁別回路を構築するために必要な、互いに位相が９０°ずれた２つの信号Ｆ１およびＦ２をその出力で生成できるように設計されている。 方形信号 (蛇行) が最初の積分器の入力に供給され、その出力は区分的線形のこぎり波電圧になります。 1 番目の積分器は、「のこぎり」から信号を生成します。この信号は、正弦波に非常に近い形状であり、放物線状の半波で構成されています。 この安定した振幅信号は、センサーコイルに負荷される電圧/電流変換器であるパワーアンプに供給されます。 センサー電圧は金属物体から反射された信号に依存するため、振幅が安定しなくなりました。 この不安定性の絶対値は非常に小さいです。 それを増加させる、つまり有用な信号を強調するために、補償回路はセンサー コイルの電圧から 2 番目の積分器の出力電圧を減算します。 ここでは、完全に正確ではありませんが、この説明をデバイスの動作原理を理解しやすくするために、パワーアンプの構造、補償回路、センサーコイルのスイッチオン方法の多くの詳細を意図的に省略しています。 詳細については、回路図の説明を参照してください。 補償回路から有用な信号が受信アンプに供給され、そこで電圧によって増幅されます。 同期検出器は、有用な信号をゆっくりと変化する電圧に変換します。その値と極性は、センサーコイルの電圧信号に対する反射信号の位相シフトによって異なります。 換言すれば、同期検波器の出力信号は、基準信号Ｆ１およびＦ２の基本高調波のベクトル基底に関して有用な反射信号のベクトルを直交展開した成分にほかならない。 受信アンプには、その不完全性により補償回路で補償されなかった無駄な信号の一部が必ず侵入してしまいます。 同期検波器の出力では、信号のこの部分が DC 成分に変換されます。 ハイパス フィルター (HPF) は、無駄な一定成分をカットし、金属物体に対するセンサーの動きに関連する信号の変化成分のみを通過させ、増幅します。 弁別器は、フィルター出力における信号極性の特定の組み合わせでのみ音声信号整形器を開始するための制御信号を生成します。これにより、小さな鉄の物体、錆、および一部の鉱物による音声の兆候が排除されます。 概略図 著者が開発した誘導型金属探知機の概略図を図15、入力部、図16に示します。 17 - 同期検出器とフィルター、図。 18 - 弁別器および音声信号整形器、図。 図１８は、外部接続図である。 水晶発振器 （図15） 水晶発振器は D1.1 ～ D1.3 インバータに組み込まれています。 発振器の周波数は、共振周波数 215 Hz ～ 32 kHz (「クロック クォーツ」) の水晶または圧電セラミック共振子 Q によって安定化されます。 R1C2 回路は、高調波での発電機の励磁を防ぎます。 抵抗器 R2 を介して OOS 回路が閉じられ、共振器 Q を介して POS 回路が閉じられます。 この発電機は、シンプルさ、低消費電流、3 ... 15 V の電源電圧での信頼性の高い動作が特徴で、同調素子や過度に高抵抗の抵抗器は含まれていません。 発電機の出力周波数は約 32 kHz です。
リングカウンター （図15） リングカウンターには 4 つの機能があります。 まず、発振器の周波数を 8 で分周し、このようなデバイスの一般的な周波数は 90 kHz になります。 次に、同期検出器用に、位相が XNUMX° ずれた XNUMX つの基準信号を生成します。 リング カウンタは、リング状に閉じられた 2.1 つの D フリップフロップ D2.2 と D2.1 で構成され、リングに沿って信号が反転され、クロック信号は両方のフリップフロップに共通です。 第１のトリガＤ２．１の出力信号は、第２のトリガＤ２．２の出力信号に対してプラスまたはマイナス４分の１周期（すなわち、９０°）の位相シフトを有する。 インテグレーター （図15） インテグレータは OS D3.1 および D3.2 で作成されています。 それらの時定数は回路 R3C6 と R5C9 によって決まります。 DC モードは抵抗 R4、R6 によってサポートされます。 コンデンサ C5、C8 を分離すると、高い DC ゲインにより積分器がモードから外れる可能性がある静的誤差の蓄積が防止されます。 積分器回路に含まれる素子の定格は、主 RC 回路の両方を考慮し、分離回路の影響と選択された補正によるオペアンプの最終速度を考慮して、8 kHz の動作周波数での両方の積分器の合計位相シフトが正確に 180°になるように選択されます。 積分器のオペアンプの補正回路は標準で、33 pF のコンデンサで構成されています。 増幅器 （図15） パワーアンプは、並列電圧フィードバックを備えた D4.2 オペアンプ上に組み立てられています。 抵抗器 R72、R78、およびサーミスタ R73 (図 18 を参照) で構成される熱補償電流設定素子が、4.2 番目の積分器の出力とオペアンプ D1 の反転入力の間に接続されています。 OOS の要素でもあるアンプ負荷は、センサー コイル L61 とコンデンサ CXNUMX で構成される発振回路です。 図の抵抗器とコンデンサの番号付けでは、 図１５〜１８では、いくつかの位置が省略されていますが、これは誘導型金属探知機の回路に対する多くの変更に関連しており、これは間違いではありません。 発振回路は、マスター発振器の水晶共振器の周波数の 4 分の 1 で共振するように調整されます。 適用される信号の周波数に応じて変化します。 共振周波数における発振回路のインピーダンス係数は約 100 kOhm です。 センサーコイル L0,2 のパラメータは次のとおりです。巻き数は 0,5、ワイヤの銘柄は PEL、PEV、PELSHO 165 ～ 1、平均直径と巻線マンドレルの直径は XNUMX mm です。 コイルには、機器の共通バスに接続されたアルミ箔スクリーンが付いています。 短絡ターンの形成を防ぐために、コイル巻線の周囲の約 XNUMX cm の小さな部分がスクリーンから解放されます。 センサー素子 R72、R73、R78、L1、C61 は、第一に、それらの値が電力増幅器の入力および出力の電圧と等しくなるように選択されます。 これを行うには、回路 R72、R73、R78 の抵抗が、1 kHz、つまり 61 Hz の共振周波数における発振回路 L8、C8192 のインピーダンス係数に等しい必要があります。 すでに述べたように、この抵抗モジュールは約 4 kOhm であり、その値は特定のセンサーに対して指定する必要があります。 第二に、R71-R73 回路の抵抗温度係数 (TCR) は、共振周波数における発振回路 L1、C61 のインピーダンス係数の TCR と大きさと符号が一致する必要があります。これは、おおよそ - サーミスタ R73 の値を選択することによって、正確に - R72-R78 比を選択することによって達成され、調整時に実験的に達成されます。 発振回路の温度不安定性は、まずコイルの銅線のオーム抵抗の不安定性に関連しています。 温度が上昇すると、この抵抗が増加し、回路内の損失が増加し、品質係数が低下します。 したがって、共振周波数におけるインピーダンスの係数は減少します。 抵抗 R18 は回路内で基本的な役割を果たさず、X4.2 コネクタの対応部分が無効になっているときに D1 オペアンプをモードに維持するために機能します。 D4.2 オペアンプ補正回路は標準であり、33 pF コンデンサで構成されています。 補償制度 （図15） センサーコイル電圧から 15 番目の積分器の出力電圧を減算する補償回路の主な要素は、同じ抵抗値を持つ抵抗器 R17、R74 です。 それらの共通接続点から、有用な信号が受信アンプに供給されます。 デバイスの手動調整と調整を実現する追加要素は、ポテンショメータ R75、R18 です (図 1)。 これらのポテンショメータから、センサーの電圧信号 (または振幅がほぼ等しい 1 番目の積分器の出力信号) から [-XNUMX, +XNUMX] の範囲にある信号を取得することができます。 これらのポテンショメータを調整することにより、受信アンプの入力での信号が最小になり、同期検波器の出力で信号がゼロになります。 抵抗器 R16 を介して、11 つのポテンショメータの出力信号の一部が補償回路に直接混合され、要素 R14 ～ R14、C16 ～ C90 を使用して、別のポテンショメータの出力から XNUMX° シフトされます。 オペアンプ D4.1 は、補償回路の高調波補償器の基礎となります。 これは反転を備えた二重積分器を実装しており、その時定数は積分器に共通の R7C12 並列電圧フィードバック回路と、その周囲のすべての抵抗を備えたコンデンサ C16 によって設定されます。 周波数 8 kHz の蛇行は、要素 D1.5 の出力から二重積分器の入力に供給されます。 抵抗 R8、R10 を通じて、主高調波が蛇行から減算されます。 これらの抵抗の合計抵抗は約 10 kOhm で、オペアンプ D4.1 の出力で最小信号を設定するときに実験的に選択されます。 二重積分器の出力に残る高調波は、メイン積分器を通過する高調波と同じ振幅で補償回路に入ります。 位相関係は、受信アンプの入力において、これら XNUMX つのソースからの高調波が実質的に補償されるような関係になっています。 発振回路の高い品質係数 (約 30) により高調波が高度に抑制されるため、パワー アンプの出力は高調波の追加の発生源ではありません。 高調波は、一次近似では、たとえ有用な反射信号よりも何倍も大きい場合でも、デバイスの通常の動作には影響しません。 ただし、「カクテル」のトップが上昇したときに受信アンプがクリッピングモードに陥らないように、それらを減らす必要があります。 出力の高調波は、オペアンプの供給電圧の有限値により遮断され始めます。 このように増幅器が非線形モードに移行すると、有効な信号のゲインが急激に減少します。 要素 D1.4 および D1.5 は、出力 co-| の非ゼロ値による抵抗 R7 を介した寄生 PIC リングの形成を防ぎます。 トリガー出力抵抗 D2.1。 抵抗 R7 をフリップフロップに直接接続しようとすると、低周波数で補償回路が自己励起します。 D4.2オペアンプ補正回路は標準で、33pFのコンデンサで構成されています。 受信アンプ （図15） 受信アンプは5.1段構成です。 その最初のステージは、並列電圧フィードバックを備えた D19 オペアンプで行われます。 有用な信号ゲインは次のとおりです: Ku = - R17/R5 = -5.2。 21 番目のカスケードは、シリアル電圧フィードバックを備えた D22 オペアンプで作成されます。 ゲイン係数 Ku = R1/R6 + 5.1 = 5.2。分離回路の時定数は、動作周波数において分離回路によって生じる位相シフトがオペアンプの有限速度による信号遅延を補償するように選択されます。 オペアンプ補正回路 D33 および DXNUMX は標準であり、XNUMX pF のコンデンサで構成されています。
同期検出器 （図16） 同期検出器は同じタイプで同じ回路を備えているため、そのうちの 6.1 つ、つまり回路の一番上のものだけが考慮されます。 同期検波器は、平衡変調器、積分回路、定信号増幅器 (CCA) で構成されます。 平衡型変調器は、電界効果トランジスタ上のアナログ スイッチ D8 の統合アセンブリに基づいて実装されています。 23 kHz の周波数では、アナログ スイッチが交互に、抵抗 R24 と R23 およびコンデンサ CXNUMX で構成される積分回路の「三角形」の出力を共通バスに閉じます。 基準周波数信号は、リング カウンタ出力の XNUMX つから平衡変調器に供給されます。 この信号はアナログスイッチの制御信号です。 積分回路の「三角形」の入力への信号は、受信アンプの出力からデカップリング コンデンサ C21 を介して供給されます。 積分回路の時定数 t = -R23*C23 = R24*C23。 同期検出器スキームの詳細については、セクション 2.1 を参照してください。 XNUMX. OA UPS D7 には、OA タイプ K33UD140 用の容量 1408 pF のコンデンサで構成される補正回路が標準装備されています。 K140UD12タイプ（内部補正あり）のオペアンプを使用する場合、補正コンデンサは不要ですが、追加の電流設定抵抗R68が必要です（点線で表示）。 フィルター （図16） これらのフィルタは同じタイプで同じ回路を備えているため、そのうちの XNUMX つ、つまり回路の一番上のフィルタだけが考慮されます。 前述したように、フィルターの種類は HPF を指します。 また、回路内では同期検波器で整流された信号をさらに増幅する役割も担っています。 この種のフィルターを金属探知機に実装する場合、特有の問題が発生します。 その本質は次のとおりです。 同期検波器の出力からの有用な信号は比較的遅いため、HPF の下限カットオフ周波数は通常 2 ～ 10 Hz の範囲になります。 信号の振幅のダイナミック レンジは非常に大きく、フィルター入力では 60 dB に達することがあります。 これは、フィルターが非線形のピークツーピーク モードで動作することが非常に多いことを意味します。 線形ハイパス フィルターでは、このような大きな振幅の過負荷にさらされた後の非線形モードの終了には (電源投入後のデバイスの準備時間と同様に) 数十秒かかる場合があり、最も単純なフィルター回路は実践には適していません。 この問題を解決するために、彼らはあらゆる種類のトリックを講じます。 ほとんどの場合、フィルタは XNUMX つまたは XNUMX つのステージに分割され、比較的小さなゲインと各ステージにわたるタイミング チェーンの分布がほぼ均一になります。 このソリューションは、過負荷後のデバイスの出力を通常モードに高速化します。 ただし、その実装には多数の OS が必要です。 提案された方式では、HPF は 60 段です。 過負荷の影響を軽減するために、非線形になっています。 大信号の時定数は、低振幅信号の時定数の約 XNUMX 分の XNUMX です。 概略的には、HPF は D9.1 オペアンプ上の電圧アンプであり、D10 オペアンプ上の積分器を介して OOS 回路によってカバーされます。 小信号の場合、HPF の周波数と時間特性は、抵抗 R45、R47 の分圧器、積分器 R43 C35 の時定数、およびオペアンプ D9.1 の電圧アンプのゲインによって決まります。 特定のしきい値を超えて HPF の出力電圧が増加すると、非直線性の主な原因となる VD1 ～ VD4 ダイオード チェーンの影響が影響し始めます。 指定された回路は、大きな信号で抵抗 R45 を分流します。これにより、HPF の OOS の深さが増加し、HPF の時定数が減少します。 有用な信号ゲインは約 200 です。高周波干渉を抑制するために、フィルター回路にはコンデンサ C31 が付いています。 電圧増幅器オペアンプ D9.1 には、33 pF コンデンサで構成される標準補正回路が備わっています。 D10積分器のオペアンプにはK33UD140タイプのオペアンプ用の1408pFコンデンサによる補正回路が付いています。 K140UD12タイプオペアンプ(内部補正あり)を使用する場合、補正コンデンサは不要ですが、別途電流設定抵抗R70が必要です(点線内)。
識別器 （図17） 弁別器は、オペアンプ D12.1、D12.2 のコンパレータとフリップフロップ D13.1、D13.2 の単一バイブレータで構成されます。 金属探知機センサーが金属物体の上を通過すると、有用な信号が逆極性の XNUMX つの電圧半波の形でフィルター出力に現れ、各出力で同時に次々と続きます。 小さな鉄の物体の場合、両方のフィルターの出力の信号は同相になります。出力電圧は、最初にマイナスに「スイング」し、次にプラスに「スイング」し、ゼロに戻ります。 非強磁性金属や大きな鉄の物体の場合、応答は異なります。最初の出力電圧 (フィルター回路に従って上部) のみが、最初にマイナスに「スイング」し、次にプラスに「スイング」します。 XNUMX 番目のフィルタの出力での反応は逆になります。出力電圧は最初にプラスに「スイング」し、次にマイナスに「スイング」します。 コンパレータの出力パルスは、トリガ D13.1、D13.2 で単一バイブレータの 9 つを実行します。 単一のバイブレータを同時に開始することはできません。一方のバイブレータがすでに動作している場合、ダイオード VD11、VD0,5 を介したクロス フィードバックにより、一方のバイブレータの開始がブロックされます。 単一のバイブレータの出力におけるパルスの持続時間は約 0,5 秒で、これはセンサーが高速に移動する場合の有用な信号の両方のバーストの持続時間よりも数倍長くなります。 したがって、フィルターの出力信号の後半の半波は弁別器の決定に影響を与えなくなります。有効な信号の最初のバーストに従って、単一バイブレーターの XNUMX つがトリガーされ、もう XNUMX つはブロックされ、この状態は XNUMX 秒間固定されます。 コンパレータの動作を干渉から排除し、第 49 フィルタの出力信号を第 41 フィルタに対して遅延させるために、積分回路 R50、C42 および R49、C41 がコンパレータの入力に設置されます。 回路R12.2、C13.2の時定数は数倍大きいため、フィルター出力からXNUMXつの負の半波が同時に到着すると、コンパレーターDXNUMXが最初に動作し、トリガーDXNUMXのワンショットが開始され、制御信号（「フェロ」-鉄）が出力されます。 サウンドシグナルコンディショナー （図17） オーディオ信号シェイパーは、入力 D14.1、D14.2 で AND ロジックを備えたシュミット トリガー上の 2 つの同一に制御されたオーディオ周波数ジェネレーターで構成されます。 各発生器は、対応する弁別器単一バイブレータの出力信号によって直接起動されます。 上部の発振器は、上部の単一バイブレータ (非強磁性ターゲットまたは大きな鉄の物体) の出力からの「金属」コマンドによってトリガーされ、約 500 kHz の周波数のトーン バーストを生成します。 下部のオシレーターは、下部の単一バイブレーター (小さな鉄の物体) の出力からの「ferro」コマンドによってトリガーされ、約 14.3 Hz の周波数の音調メッセージを生成します。 メッセージの持続時間は、単一のバイブレーターの出力におけるパルスの持続時間と同じです。 要素 D14.4 は 63 つのトーン ジェネレーターの信号を混合します。 インバータ回路に従って接続された要素 D14 は、圧電エミッタをオンにするためのブリッジ回路を実装するように設計されています。 抵抗 RXNUMX は、圧電インピーダンスの容量性によって引き起こされる、DXNUMX マイクロ回路によって消費される電流のバーストを制限します。 これは、電力干渉の影響を軽減し、増幅経路の自励の可能性を防ぐための予防措置です。 外部接続の図 （図18）
外部接続の図には、デバイスのプリント基板に取り付けられておらず、電気コネクタを使用して接続されている要素が示されています。 これらの要素には次のものが含まれます。
列挙された要素の目的は基本的に明らかであり、追加の説明は必要ありません。 部品の種類とデザイン 使用されるマイクロ回路の種類を表に示します。 5. 表 5. 使用されるマイクロ回路の種類
K561 シリーズマイクロ回路の代わりに、K1561 シリーズマイクロ回路を使用することも可能です。 K176 シリーズのいくつかのチップを試してみることができます。 K157 シリーズのデュアル オペアンプ (オペアンプ) は、同様のパラメータの単一の汎用オペアンプで置き換えることができます (ピン配列と補正回路もそれに対応して変更されます)。ただし、デュアル オペアンプを使用する方が便利です (実装密度が増加します)。 使用するOSの種類は推奨種類と速度の点で遜色がないことが望ましい。 これは特に D3 ～ D5 マイクロ回路に当てはまります。 同期検波器とハイパスフィルター積分器のオペアンプは、パラメーターの点で高精度オペアンプに近づく必要があります。 表に記載のタイプ以外に、K140UD14、140UD14も適合します。 マイクロパワーオペアンプ K140UD12、140UD12、KR140UD1208 を対応するスイッチング回路で使用することが可能です。 金属検出器回路で使用される抵抗器には特別な要件はありません。 必要なのは、堅牢かつ小型の設計で、設置が簡単であることだけです。 最大限の熱安定性を得るには、センサー回路、積分器、補償回路には金属皮膜抵抗器のみを使用する必要があります。 消費電力定格は 0,125 ... 0,25 W です。 サーミスタ R73 は負の TKS と約 4,7 kOhm の値を持つ必要があります。 KMT の推奨タイプは 17 W です。 補償ボリューム R74、R75 は多回転タイプ SP5-44 またはバーニア調整付きタイプ SP5-35 が望ましいです。 あらゆるタイプの従来のポテンショメータを使用できます。 この場合、10 つ使用することをお勧めします。 0,5 つは大まかな調整用で、図に従って公称値 1 kOhm が含まれています。 もう XNUMX つは微調整用で、レオスタット回路に従ってメイン ポテンショメータの端の端子の XNUMX つのギャップに接続され、公称値は XNUMX ... XNUMX kOhm です。 コンデンサ C45、C49、C51 は電解コンデンサです。 推奨タイプ - K50-29、K50-35、K53-1、K53-4、その他の小型タイプ。 センサーの発振回路のコンデンサーを除く残りのコンデンサーは、セラミックタイプの K10-7 (公称値 68 nF まで) と金属フィルムタイプの K73-17 (68 nF 以上の値) です。 回路コンデンサC61は特殊です。 精度と熱安定性の点で高い要求が課せられます。 コンデンサ C61 は、並列接続された複数 (5 ～ 10 個) のコンデンサで構成されます。 回路を共振状態に調整するには、コンデンサの数とその定格を選択します。 推奨されるコンデンサのタイプは K10-43 です。 それらの熱安定性グループは MPO (つまり、ほぼゼロの TKE) です。 高精度コンデンサや他のタイプ (K71-7 など) を使用することも可能です。 最終的には、銀メッキの KSO タイプまたは一部のポリスチレン コンデンサを備えた古い熱安定性マイカ コンデンサを使用してみることができます。 ダイオード VD1 ～ VD12 タイプ KD521、KD522、または同様の低電力シリコン。 KD1 タイプの一体型ブリッジ ダイオード アセンブリをダイオード VD4 ～ VD5 および VD8 ～ VD906 として使用すると便利です。 ダイオード アセンブリの結論 (+) と (-) は半田付けされており、結論 (~) は 13 つのダイオードの代わりに回路に含まれています。 タイプ KD14、KD226、KD243 の保護ダイオード VD247 ～ VD1、および電流 XNUMX A 用のその他の小型のもの。 微小電流計 - 目盛の中央にゼロがある 50 μA の電流の任意のタイプ (-50 μA ... 0 ... + 50 μA)。 M4247 タイプなどの小型のマイクロ電流計が便利です。 クォーツレゾネーター Q - 小型の時計用クォーツ (同様のものは携帯型電子ゲームでも使用されます)。 動作モードの切り替え - 任意のタイプの小型ロータリービスケットまたはカムオン 5 プロビジョニングおよび 6 方向。 タイプ 3R12 (国際指定による) または「角形」(当社による) のバッテリー。 ピエゾ エミッタ Y1 - タイプ ЗП1 ～ ЗП18 を選択できます。 輸入電話機のピエゾエミッタを使用すると、良好な結果が得られます（発信者番号通知機能付き電話機の製造時に大量に「廃棄」されます）。 コネクタ Х1-ХЗ - 標準、プリント基板上のはんだ付け用、ピンピッチ 2,5 mm。 このようなコネクタは、現在、テレビやその他の家庭用電化製品に広く使用されています。 X4 コネクタは、金属製の外部部品、できれば銀メッキまたは金メッキの接点と密閉されたケーブル出口を備えた外部設計である必要があります。 推奨されるタイプは、ネジ接続またはバヨネット接続の PC7 または PC10 です。 回路基板 デバイスの設計は非常に任意にすることができます。 設計するときは、以下のセンサーとハウジングの設計に関する段落で概説されている推奨事項を考慮する必要があります。 デバイスの回路図の要素の主要部分はプリント基板上にあります。
金属検出器の電子部品のプリント回路基板は、2,5 mmピッチの超小型回路のDIPパッケージ用の既製のユニバーサルブレッドボードプリント回路基板に基づいて作成できます。 この場合、設置は絶縁された単芯錫メッキ銅線を使用して実行されます。 このデザインは実験作業に便利です。 特定の回路に対して従来の方法でトラックを配線することにより、より正確で信頼性の高い PCB 設計が得られます。 複雑なため、この場合はプリント基板を両面メタライズする必要があります。 著者が使用した印刷トラックのトポロジーを図に示します。 19 - 部品の取り付け側から見たプリント基板の側面。 プリント基板の20-面をはんだ付け面から見た図。 トポロジ図は実際のサイズではありません。 フォトマスクを作成する便宜上、著者は写真の外枠に沿ったプリント基板のサイズを130x144（mm）としています。 PCB の特徴:
プリント基板上の導体の密度はそれほど高くないため、自宅でエッチング用の図面を作成することができます。 これを行うには、細いガラスの描画ペン、またはプラスチックチューブを備えた切断された注射針を使用することをお勧めします。
35 ～ 50 ミクロンの銅箔が付いたグラスファイバー製の標準的なプリント基板をエッチングするための一般的な試薬は、塩化第二鉄 FeCl の水溶液です。3。 自宅でプリント基板を作る方法は他にもあります。 プリント基板上の部品の位置を図に示します。 図21（超小型回路、コネクタ、ダイオード、および水晶共振器）、図22（抵抗およびジャンパ）、および図23（コンデンサ）。
デバイスのセットアップ 次の順序でデバイスをセットアップすることをお勧めします。 1. 回路図に従って正しい取り付けを確認してください。 隣接する PCB 導体、隣接するマイクロ回路の脚などの間に短絡がないことを確認してください。 2. 電池またはバイポーラ電源を極性を厳守して接続します。 デバイスの電源をオンにし、消費電流を測定します。 各電源レールでは約 40 mA である必要があります。 表示値からの測定値の急激な偏差は、マイクロ回路の誤った取り付けまたは誤動作を示します。 3. ジェネレータの出力に周波数約 32 kHz の純粋な蛇行があることを確認します。 4.トリガーD2の出力に約8kHzの周波数の蛇行があることを確認します。 5. 最初の積分器の出力にのこぎり波電圧があり、XNUMX 番目の積分器の出力に定数成分がゼロのほぼ正弦波電圧があることを確認します。 注意！ デバイスのさらなる調整は、金属検出器センサー コイルの近くに測定器などの大きな金属物体がない状態で実行する必要があります。 そうしないと、これらの物体が移動したり、センサーがそれらの物体に対して相対的に移動したりすると、デバイスのチューニングが狂い、センサーの近くに大きな金属物体がある場合、チューニングが不可能になります。 6. 出力に周波数 8 kHz、定数ゼロの正弦波電圧が存在することによってパワー アンプが動作していることを確認します (センサーを接続した場合)。 7. 発振回路のコンデンサの数とその定格を選択して、センサの発振回路を共振に調整します。 同調は、回路電圧の最大振幅によって、正確には、パワーアンプの入力電圧と出力電圧間の180°の位相シフトによって大まかに制御されます。 8. センサーの抵抗素子 (抵抗 R71 ～ R73) を固定抵抗に置き換えます。 パワーアンプの入力電圧と出力電圧の振幅が等しくなるようにその値を選択します。 9. 受信アンプが動作していることを確認し、オペアンプのモードと信号の流れを確認します。 10. 高調波補償回路が動作していることを確認します。 ポテンショメータ R74、R75 を調整して、受信アンプの出力における基本高調波信号を最小に抑えます。 追加の抵抗 R8 を選択することで、受信アンプの出力における高調波を最小限に抑えることができます。 この場合、基本高調波に不均衡が生じます。 ポテンショメータ R74、R75 を設定してこの問題を除去し、抵抗 R8 を選択するなどして数回繰り返して高調波を最小限に抑えます。 11. 同期検出器が動作していることを確認します。 適切に構成されたセンサーと適切に構成された補償回路により、同期検出器の出力電圧は、ポテンショメーター スライダー R74、R75 のほぼ中央の位置でゼロに設定されます。 これが起こらない場合 (取り付けエラーがない場合)、センサー回路を微調整し、その抵抗素子をより正確に選択する必要があります。 センサーを正しく最終調整するための基準は、ポテンショメーター スライダー R74、R75 の中間位置でのデバイスのバランス (つまり、同期検出器の出力をゼロに設定すること) です。 調整するときは、バランス状態付近でデバイス W74 のみがポテンショメータ R1 のハンドルの動きに反応し、デバイス W75 のみがポテンショメータ R2 のハンドルの動きに反応することを確認してください。 バランス状態に近いポテンショメータの 14 つのハンドルの動きが XNUMX つのデバイスに同時に反映される場合は、この状況を我慢するか (電源を入れるたびにデバイスのバランスを取るのが多少難しくなります)、コンデンサ CXNUMX の値をより正確に選択する必要があります。 12. フィルターが機能していることを確認します。 出力電圧の一定成分は 100 mV を超えてはなりません。 そうでない場合は、コンデンサC35、C37を交換する必要があります（フィルムタイプK73-17の中でも、漏れ抵抗（数十メガオーム）に欠陥のあるユニットがあります）。 OU D10 および D11 の交換が必要になる場合もあります。 フィルターが有用な信号に応答することを確認してください。信号は、R74、R75 ノブを少し回すことでシミュレートできます。 ポインタ デバイス W1 および W2 を使用してフィルタの出力信号を直接観察すると便利です。 大振幅の信号にさらされた後、フィルターの出力電圧がゼロに戻ることを確認してください (遅くとも数秒以内)。 好ましくない電磁環境により、デバイスの調整が困難になる場合があります。 この場合、デバイスがスイッチ位置 S1「モード 1」および sh「モード 2」に設定されている場合、微小電流計の矢印は無秩序または周期的な振動を起こします。 上記の望ましくない現象は、50 Hz ネットワークの高調波がセンサー コイルに干渉することによって説明されます。 電気が通っているワイヤーからかなりの距離がある場合、デバイスを調整しても矢印が変動してはなりません。 同様の現象は、積分器のオペアンプの自励式の場合にも観察されます。 13. 弁別器と音声信号生成回路が動作していることを確認します。 14. センサーの熱補償を実行します。 これを行うには、まず、抵抗センサー素子の代わりに抵抗器を使用して金属検出器をセットアップし、バランスをとる必要があります。 次に、ラジエーター上のセンサーを少し加熱するか、冷蔵庫で冷やします。 センサーの温度が変化したときに、「金属製」R74 ポテンショメータのスライダーのどの位置でデバイスのバランスがとられるかに注意してください。 センサーに一時的に取り付けられた抵抗器の抵抗を測定し、サーミスターと、示された回路の合計抵抗が交換する定抵抗器の抵抗値と等しくなるような定格の抵抗器を備えた回路 R72、R73、R78 に置き換えます。 センサーを室温に少なくとも 74 分間保ち、温度を変えて実験を繰り返します。 結果を比較してください。 R72 エンジンのスケール上のバランス ポイントが片側にシフトすると、センサーの補償が不足するため、サーミスターの効果を高め、抵抗器 R71 の分路効果を弱める必要があります。そのため抵抗値が増加し、追加の抵抗器 R72 の抵抗値を下げる必要があります (チェーン全体の抵抗値を一定に保つため)。 これら 71 つの実験のバランス ポイントが異なる方向にシフトした場合、センサーは過剰補償になるため、抵抗器 R71 の分流効果を増加させてサーミスタの影響を弱める必要があります。そのためには、抵抗器の抵抗値を下げ、(チェーン全体の抵抗値を一定に保つため) 追加の抵抗器 R72 の抵抗値を増加します。 抵抗器 R40 と RXNUMX を選択していくつかの実験を行った結果、温度が XNUMX °C 変化したとき (室温から冷蔵庫の冷凍庫の温度まで冷却したとき)、調整され平衡したデバイスが平衡能力を失わないようにする必要があります。 金属探知機回路の個々のコンポーネントの動作に誤動作や逸脱がある場合は、一般的に受け入れられている方法に従って行動する必要があります。
著者：Shchedrin A.I.
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