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無線電子工学および電気工学の百科事典 送受信原理の金属探知機。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
提案された金属探知機は、比較的大きな物体を「長距離」で捜索するように設計されています。 金属の種類による識別子を使用せずに、最も単純なスキームに従って組み立てられます。 この装置は製造が簡単です。 検出深度は次のとおりです。
構造スキーム ブロック図を図に示します。 4. いくつかの機能ブロックで構成されます。
発生器は方形パルスの発生源であり、その後、そこから信号が形成され、放射コイルに到達します。 同じ信号を使用して音声指示信号が生成されます。 発振器信号は、フリップフロップのリング カウンターを使用して周波数で 4 分周されます。 リング方式によれば、カウンタは、出力で相互に位相が 90 度ずれた XNUMX つの信号を生成できるように設計されています。 方形信号 (蛇行) がリング カウンタの最初の出力からパワー アンプの入力に供給されます。パワー アンプの負荷は放射コイルを備えた発振回路です。 そのタイプにより、パワーアンプは電圧/電流コンバータであり、パワーアンプの入力方形信号の極性が反転したときの出力段の過負荷を防ぐのに役立ちます。 受信電圧アンプは、受信コイルからの信号を増幅します。 有用な信号に加えて、金属探知機コイル システムの非理想的な設計、地面の導電性、その他の理由により、スプリアス信号も受信コイルに侵入します。 それを排除するために、補償スキームが設計されています。 その動作の意味は、センサーの近くに金属物体がない場合に、同期検波器の出力信号を最小化する (理想的にはゼロにする) ように、出力発振回路からの信号の一部が受信アンプの信号に混合されることです。 補償回路の調整は調整ポテンショメータを使用して行われます。 同期検波器は、受信アンプの出力から来る有用な交流信号を一定信号に変換します。 同期検出器の重要な機能は、有用な信号の振幅を大幅に超えるノイズや干渉の背景から有用な信号を分離できることです。 同期検出器の基準信号はリング カウンタの 90 番目の出力から取得され、その信号は最初の出力に対して 100° 位相がずれています。 受信コイルの出力と同期検出器の出力の両方における有効信号の変化のダイナミック レンジは非常に広いです。 ポインタ デバイスやサウンド インジケータなどの指示デバイスが、非常に弱い信号と非常に (たとえば XNUMX 倍) 強い信号の両方を同様に適切に記録するには、デバイスの一部としてダイナミック レンジを圧縮するデバイスが必要です。 このようなデバイスは非線形増幅器であり、その振幅特性は対数特性に近づきます。 ポインタ測定装置が非線形増幅器の出力に接続されています。 指示音信号の形成は、最小リミッターから始まります。 小さな信号に対してデッドゾーンを持つブロック。 これは、振幅が特定のしきい値を超えた信号に対してのみサウンド表示がオンになることを意味します。 したがって、主にデバイスの動きやその機械的変形に関連する弱い信号が耳を刺激することはありません。 サウンド表示基準信号整形器は、周波数 2 kHz、バースト繰り返し率 8 Hz の方形パルスのバーストを生成します。 平衡変調器の助けを借りて、この基準信号とリミッターの出力信号が最小限に乗算され、目的の形状と振幅の信号が形成されます。 ピエゾエミッタアンプは、音響トランスデューサであるピエゾエミッタに供給される信号の振幅を増加させます。 概略図 著者が「送受信」の原理に基づいて開発した金属探知機の概略図を図に示します。 5 - 入力ブロックと図。 6 - 表示ブロック。 ブロックへの分割は条件付きであり、設計機能は反映されません。
発電機 ジェネレーターは論理要素 2I-NOT D1.1-D1.4 に基づいてアセンブルされます。 発電機の周波数は、共振周波数 215 Hz ～ 32 kHz (「クロック クォーツ」) の水晶または圧電セラミック共振子 Q によって安定化されます。R1C1 回路は、発電機が高調波で励起されるのを防ぎます。OOS 回路は抵抗 R2 を介して閉じられ、POS 回路は共振器 Q を介して閉じられます。発電機はシンプルで、電源からの消費電流が低く、3 ... 要素および高すぎる供給電圧で確実に動作します。発電機の出力周波数は約 15 kHz です。 リングカウンター リングカウンターには 4 つの機能があります。 まず、発振器の周波数を 8 で分周し、最大 90 kHz の周波数にします。 次に、位相が 2.1° ずれた 2.2 つの信号を生成します。 2.1 つの信号は放射コイルで発振回路を励起するために使用され、もう 90 つは同期検波器の基準信号として使用されます。 リング カウンタは、リング内で閉じられた 2.2 つの D フリップフロップ DXNUMX および DXNUMX で構成され、リングの周りで信号が反転します。 クロック信号は両方のフリップフロップに共通です。 第１のトリガＤ２．１の出力信号は、第２のトリガＤ２．２の出力信号に対してプラスまたはマイナス４分の１周期（すなわち、９０°）の位相シフトを有する。 増幅器 パワーアンプはオペアンプ (オペアンプ) D3.1 に組み込まれています。 放射コイルを備えた発振回路は、要素 L1C2 によって形成されます。 インダクタのパラメータを表に示します。 2. 巻線のブランド - PELSHO 0,44。 表2.センサーインダクターのパラメーター
出力発振回路は、25 ターン目からの放射コイル L50 のタップにより、アンプの OS 回路に 1% だけ含まれます。 これにより、高精度コンデンサ C2 の静電容量の許容値を使用して、コイル内の電流の振幅を増やすことができます。 コイルの交流電流の値は抵抗器 R3 によって設定されます。 この抵抗は最小値を持つ必要がありますが、パワー アンプのオペアンプが電流 (40 mA 以下) または電圧 (バッテリ電圧 ± 1 V で ± 3,5 V 以下) について出力信号制限モードに陥らないようにする必要があります。 リミットモードがないことを確認するには、オシロスコープでオペアンプ D4,5 の出力の波形をチェックするだけで十分です。 アンプの通常動作中、出力は正弦波に近い形状の信号を持つ必要があります。 正弦波の頂点は滑らかな形状でなければならず、切り取られてはいけません。 オペアンプ D3.1 の補正回路は、容量 3.1 pF の補正コンデンサ C3 で構成されています。 受信アンプ 受信アンプは5.1段構成です。 最初のステージは D2 オペアンプで行われます。 直列電圧フィードバックにより、高い入力インピーダンスを持ちます。 これにより、L5C9 発振回路をアンプの入力インピーダンスで分流することによる有用な信号の損失がなくなります。 最初の段の電圧ゲインは次のとおりです: Ku \u8d (R1 / R34) + 5.1 \u6d 33。オペアンプ DXNUMX の補正回路は、容量が XNUMX pF の補正コンデンサ CXNUMX で構成されます。 受信アンプの 5.2 段目は、並列電圧フィードバックを備えた D10 オペアンプで構成されています。 10 番目のステージの入力インピーダンス: Rin = R7 = 7 kOhm - 信号源の抵抗が低いため、最初のステージほど重要ではありません。 絶縁コンデンサ C10 は、増幅器の段での静的誤差の蓄積を防ぐだけでなく、その位相応答も補正します。 コンデンサの静電容量は、8 kHz の動作周波数で C5.1R5.2 回路によって生成される位相の進みが、オペアンプ DXNUMX および DXNUMX の有限速度によって生じる位相の遅れを補償するように選択されます。 受信アンプの 11 段目は、その回路のおかげで、抵抗 R12 を介して補償回路からの信号を加算 (混合) することが容易になります。 有効信号の電圧に関する 10 段目のゲインは、Ku = - R33 / R12 = -11、補償信号の電圧に関しては、Kuk = - R4 / R5.2 = - 8 です。オペアンプ D33 の補正回路は、容量 XNUMX pF の補正コンデンサ CXNUMX で構成されています。 安定化スキーム 補償回路は OA D3.2 上に作成され、Ku = - R7 / R5 = -1 のインバーターです。 調整ポテンショメータ R6 は、このインバータの入力と出力の間に接続されており、オペアンプ D1 の出力電圧から [-1、+3.1] の範囲の信号を除去できます。 調整ポテンショメータ R6 のエンジンからの補償回路の出力信号は、受信アンプの第 11 段の補償入力 (抵抗器 RXNUMX) に供給されます。 ポテンショメータ R6 を調整することにより、同期検波器の出力でゼロ値が達成されます。これは、受信コイルに入った不要な信号の補償にほぼ対応します。 OU D3.2 の補正回路は、容量 4 pF の補正コンデンサ C33 で構成されています。 同期検波器 同期検波器は、平衡変調器、積分回路、定信号増幅器 (CCA) で構成されます。 平衡型変調器は、ディスクリート制御バルブとアナログ スイッチの両方として、相補型電界効果トランジスタを備えた統合技術に従って製造された多機能スイッチ D4 に基づいて実装されています。 スイッチはアナログスイッチとして機能します。 8 kHz の周波数で、抵抗 R13 と R14 およびコンデンサ C10 で構成される積分回路の「三角形」の出力を共通バスに交互に閉じます。 基準周波数信号は、リング カウンタ出力の XNUMX つから平衡変調器に供給されます。 積分回路の「三角形」の入力への信号は、受信アンプの出力からデカップリング コンデンサ C9 を介して供給されます。 積分回路の時定数 t = R13*C10 = R14*C10。 一方で、ノイズや干渉の影響をできるだけ軽減するには、できるだけ大きくする必要があります。 一方、積分回路の慣性により有効信号の振幅の急速な変化を追跡できない場合は、一定の制限を超えてはなりません。 有用な信号の振幅の最も高い変化率は、金属探知機センサーが金属物体に対して移動するときに、この変化が発生する (定常値から最大偏差まで) 特定の最小時間によって特徴付けられます。 明らかに、有用な信号の振幅の最大変化率は、センサーの最大速度で観察されます。 ロッド上のセンサーの「振り子」運動は最大 5 m/s になります。 有用な信号振幅変化時間は、センサーベースと移動速度の比として推定できます。 センサーベースの最小値を 0,2 m に設定することにより、有効信号振幅を変更するための最小時間 40 ms が得られます。 これは、抵抗器 R13、R14、およびコンデンサ C10 の選択された値に対する積分回路の時定数よりも数倍大きくなります。 その結果、積分回路の慣性により、金属探知機センサーからの有用な信号の振幅の可能な限り最も速い変化であってもダイナミクスが歪むことはありません。 積分回路の出力信号はコンデンサ SU から取り出されます。 後者は両方のプレートが「浮動電位」下にあるため、UPS は D6 オペアンプで作られた差動アンプです。 一定の信号を増幅することに加えて、OPA はローパス フィルター (LPF) の機能を実行します。これにより、主に平衡変調器の不完全性に関連する、同期検波器の出力における不要な高周波成分がさらに減衰されます。 ローパス フィルターはコンデンサ C11、C13 によって実装されます。 金属探知機の他のコンポーネントとは対照的に、UPS のオペアンプはパラメータの点で高精度オペアンプに近づく必要があります。 まず、入力電流の値、バイアス電圧の値、バイアス電圧の温度ドリフトの値を指します。 優れたパラメータと相対的なアクセス性を組み合わせた優れたオプションは、K140UD14 (または KR140UD1408) タイプの OU です。 オペアンプ D6 の補正回路は、容量 12 pF の補正コンデンサ C33 で構成されています。 非線形増幅器 非線形アンプは、非線形電圧フィードバックを備えた D7.1 オペアンプに基づいています。 非線形 OOS は、ダイオード VD1 ～ VD8 と抵抗 R20 ～ R24 で構成される 23 端子デバイスによって実装されます。 非線形増幅器の振幅特性は対数特性に近づきます。 これは区分線形であり、極性ごとに 24 つのブレーク ポイントがあり、対数依存性の近似値です。 ダイオードの電流電圧特性が滑らかな形状であるため、非線形増幅器の振幅特性はブレークポイントで滑らかになります。 非線形アンプの低信号電圧ゲインは、Kuk = - (R19+R100)/R24 = -19 です。 入力信号の振幅が増加すると、ゲインは減少します。 大信号の差動ゲインは、dUout/dUin = - R1/R25 = = -100 となります。 ポインタ測定装置は、非線形増幅器の出力に接続されています。これは、直列に接続された追加の抵抗器 R0 を備えた微小電流計です。 同期検波器の出力の電圧は任意の極性を持つことができるため（基準信号と入力信号の間の位相シフトに応じて）、目盛りの中央にゼロがある微小電流計が使用されます。 したがって、ポインター デバイスの表示範囲は -100 ... 7.1 ... +18 μA です。 オペアンプ D33 の補正回路は、容量 XNUMX pF の補正コンデンサ CXNUMX で構成されています。 最小リミッター 最小リミッタは、非線形並列電圧フィードバックを備えた D7.2 オペアンプに実装されており、非線形性は入力 9 端子ネットワークに囲まれており、10 つの逆並列接続されたダイオード VD26、VDXNUMX と抵抗 RXNUMX で構成されています。
非線形増幅器の出力信号からの指示音信号の形成は、増幅経路の振幅特性をもう一度調整することから始まります。 この場合、小信号領域には不感帯が形成される。 これは、一定の閾値を超えた信号に対してのみサウンド表示がオンになることを意味します。 この閾値は決められています 直流電圧ダイオード VD9、VD10 は約 0,5 V です。したがって、主にデバイスの動きや機械的変形に関連する微弱な信号は遮断され、耳を刺激することはありません。 小信号リミッターのゲインは最小ゼロです。 大信号の差動電圧ゲインは、dUout / dUin = - R27 / R26 = -1 となります。 オペアンプ D7.2 の補正回路は、容量 19 pF の補正コンデンサ C33 で構成されています。 バランス変調器 音声指示信号は次のように形成されます。 リミッターの出力における一定の信号またはゆっくりと変化する信号には、可聴表示の基準信号が最小値まで乗算されます。 リファレンス信号はオーディオ信号の形状を設定し、最小リミッターの出力信号は振幅を設定します。 11 つの信号の乗算はバランス変調器を使用して実行されます。 これは、アナログ キーとして動作する D8.1 多機能スイッチと D1 オペアンプに実装されています。 デバイスの伝達係数は、キーが開いている場合は +1、キーが閉じている場合は -8.1 になります。 オペアンプ D20 の補正回路は、容量 33 pF の補正コンデンサ CXNUMX で構成されています。 リファレンスシグナルコンディショナー 基準信号整形器は、バイナリカウンタ D9 とカウンタ デコーダ D10 に実装されています。 カウンタ D9 は、リング カウンタ出力からの 8 kHz 周波数を 2 kHz と 32 Hz に分割します。 D2 多機能スイッチの AO アドレスの最下位ビットには 11 kHz の周波数の信号が供給され、人間の耳に最も敏感な周波数のトーン信号が設定されます。 この信号は、多機能スイッチ D1 のアドレス A11 の上位ビットに論理 1 がある場合にのみ平衡変調器のアナログ キーに影響を与えます。A1 が論理 XNUMX の場合、平衡変調器のアナログ キーは常にオープンになります。 音声指示信号は断続的に発生するため、耳が疲れにくくなっています。 このために、カウンタデコーダ D10 が使用されます。カウンタ デコーダ D32 は、バイナリカウンタ D9 の出力からの 8 Hz のクロック周波数によって制御され、周波数 1 Hz、論理ユニットの持続時間と論理 3 の比が 10/1 に等しい方形信号をその出力で生成します。 カウンタデコーダＤ１０の出力信号は、多機能スイッチＤ１１のアドレスＡ１の上位ビットに供給され、平衡変調器におけるトーンメッセージの形成を周期的に中断する。 ピエゾブザーアンプ 圧電アンプは D8.2 オペアンプに実装されています。 これは、電圧ゲイン Ki = - 1 のインバータです。アンプ負荷 (圧電ラジエーター) は、オペアンプ D8.1 と D8.2 の出力間のブリッジ回路に接続されています。 これにより、負荷における出力電圧の振幅を 8.2 倍にすることができます。 スイッチ S は、サウンド表示をオフにするように設計されています (セットアップ時など)。 OU D21 の補正回路は、容量 33 pF の補正コンデンサ CXNUMX で構成されています。 部品の種類とデザイン 使用されるマイクロ回路のタイプを表に示します。 3. K561 シリーズマイクロ回路の代わりに、K1561 シリーズマイクロ回路を使用することができます。 K176 シリーズや外国の類似品のいくつかのチップを適用してみることができます。 表 3. 使用されるマイクロ回路の種類
K157 シリーズのデュアル オペアンプ (オペアンプ) は、同様のパラメータの単一の汎用オペアンプで置き換えることができます (ピン配列と補正回路もそれに対応して変更されます)。ただし、デュアル オペアンプを使用する方が便利です (実装密度が増加します)。 同期検波器 D6 のオペアンプは、すでに上で述べたように、パラメータの点で高精度オペアンプに近づく必要があります。 表に記載のタイプ以外に、K140UD14、140UD14も適合します。 OU K140UD12、140UD12、KR140UD1208を対応するスイッチング回路で使用することが可能です。 金属検出器回路で使用される抵抗器には特別な要件はありません。 必要なのは、頑丈で取り付けが簡単であることだけです。 消費電力定格は 0,125 ... 0,25 W です。 補償ポテンショメータ R6 は多回転タイプ SP5-44 またはバーニア調整付きタイプ SP5-35 が望ましいです。 あらゆるタイプの従来のポテンショメータを使用できます。 この場合、２つ使用することが望ましい。 10 つは大まかな調整用で、図に従って公称値 0,5 kOhm が含まれています。 もう 1 つは微調整用で、レオスタット回路に従って最初のポテンショメータの極端な結論の XNUMX つのギャップに接続され、公称値は XNUMX ... XNUMX kOhm です。 コンデンサ C15、C17 - 電解コンデンサ。 推奨タイプ - K50-29、K50-35、K53-1、K53-4、その他の小型タイプ。 受信コイルと送信コイルの発振回路のコンデンサを除く残りのコンデンサは、セラミックタイプのK10-7（最大68 nF）と金属膜タイプのK73-17（68 nFを超える値）です。 回路コンデンサ C2 と C5 は特殊です。 これらには、精度と熱安定性に対する高い要求が課せられます。 各コンデンサは、並列接続された複数 (5 ～ 10 個) のコンデンサで構成されます。 回路を共振状態に調整するには、コンデンサの数とその定格を選択します。 推奨タイプのコンデンサ K10-43。 それらの熱安定性グループは MPO (つまり、ほぼゼロの TKE) です。 精密コンデンサやK71-7などの他のタイプも使用可能です。 最終的には、KSO コンデンサやポリスチレン コンデンサなど、銀プレートを備えた昔ながらの熱安定性マイカ コンデンサを使用してみることができます。 ダイオードVD1-VD10タイプKD521、KD522または同様の低電力シリコン。 微小電流計 - 目盛りの中央にゼロがあり、100 μA の電流用に設計された任意のタイプ。 M4247 型などの小型のマイクロ電流計が便利です。 クォーツ共振器 Q - 小型の時計用クォーツ (同様のクォーツ共振器が携帯用電子ゲームで使用されます)。 電源スイッチ - 小型のあらゆるタイプ。 電池 - タイプ 3R12 (国際指定による) および「正方形」 (当社による)。 ピエゾ エミッタ Y1 - タイプ ЗП1 ～ ЗП18 を選択できます。 輸入電話機のピエゾエミッタを使用すると、良好な結果が得られます（発信者番号通知機能付き電話機の製造時に大量に「廃棄」されます）。 デバイスの設計 かなり恣意的なものになる可能性があります。 開発する際には、以下に概説する推奨事項、およびセンサーとハウジングの設計に関する項を考慮することが望ましいです。 デバイスの外観を図7に示します。 XNUMX。
提案された金属検出器のセンサーは、そのタイプによって、垂直軸を備えたセンサーを指します。 センサーコイルはグラスファイバーからエポキシ接着剤で接着されています。 コイルの巻線と電動スクリーンの取り付け部分には同じ接着剤が充填されています。 金属検出器ロッドは、直径 6 mm、肉厚 16 ～ 48 mm のアルミニウム合金パイプ (AMGZM、AMG2M または D3T) でできています。 コイルはエポキシ接着剤でロッドに接着されています。同軸（放射状） - 移行補強スリーブの助けを借りて。 ロッドの軸に垂直（受信側） - 適切な形式のアダプターを使用します。 これらの補助部品もグラスファイバーでできています。 電子ユニットのハウジングは、はんだ付けによってフォイルグラスファイバーで作られています。 センサーコイルと電子ユニットの接続は、外部絶縁されたシールド線でロッドの内側に配置されています。 このワイヤのシールドは、デバイスの電子基板上の共通ワイヤ バスにのみ接続されており、フォイルとロッドの形のハウジングのシールドも接続されています。 装置の外側はニトロエナメルで塗装されています。 金属検出器の電子部品のプリント基板は、従来の方法で作成できますが、超小型回路 (2,5 mm ピッチ) の DIP パッケージ用に既製のブレッドボード プリント基板を使用することも便利です。 デバイスのセットアップ 次の順序でデバイスをセットアップすることをお勧めします。 1. 回路図に従って正しい取り付けを確認してください。 隣接する PCB 導体、隣接するマイクロ回路の脚などの間に短絡がないことを確認してください。 2. 電池またはバイポーラ電源を極性を厳守して接続します。 デバイスの電源をオンにし、消費電流を測定します。 各電源レールでは約 20 mA である必要があります。 表示値からの測定値の急激な偏差は、マイクロ回路の誤った取り付けまたは誤動作を示します。 3. ジェネレータの出力に周波数約 32 kHz の純粋な蛇行があることを確認します。 4.トリガーD2の出力に約8kHzの周波数の蛇行があることを確認します。 5. コンデンサ 02 を選択して、出力回路 L1C2 を共振に設定します。 最も単純なケースでは、両端の電圧の最大振幅（約10V）によって、より正確には、トリガD12の出力2における蛇行に対する回路電圧のゼロ位相シフトによって決まります。 6. 受信アンプが動作していることを確認します。 入力発振回路 L2C5 を共振に設定します。 入力信号としては、放射コイルから侵入する寄生信号で十分です。 出力回路の共振への同調は、適切な定格の必要な数のコンデンサをはんだ付けするか、取り外すことによって実行されます。 7. 寄生信号がポテンショメータ R6 で補償できることを確認します。 これを行うには、まず、オペアンプ D5.2 の出力をオシロスコープで制御します。 ポテンショメータ R6 の軸が回転すると、オペアンプ D8 の出力における周波数 5.2 kHz の信号の振幅が変化し、R6 スライダの中間位置の 6 つでこの振幅が最小になります。 次に、同期検波器の出力、つまりオペアンプ D6 の出力をチェックする必要があります。 ポテンショメータ R6 の軸が回転すると、オペアンプ D3,5 の出力における一定信号のレベルが最大値 +3,5 V から最小値 -6 V に、またはその逆に変化する必要があります。 このトランジションは非常にシャープであり、それを「キャッチ」するには、上記の微調整を使用すると便利です。 設定は、ポテンショメータ R6 を使用して、オペアンプ DXNUMX の出力の電圧をゼロに等しく設定することから構成されます。 注意！ ポテンショメータ R6 による調整は、金属検出器センサーのコイルの近くに測定器を含む大きな金属物体がない状態で実行する必要があります。 そうしないと、これらの物体が移動したり、センサーがそれらに対して相対的に移動したりしたときにデバイスが狂い、センサーの近くに大きな金属物体がある場合、同期検波器の出力電圧をゼロに設定することができなくなります。 補償のための可能な変更に関する項も参照してください。 8. 非線形アンプの動作を確認します。 最も簡単な方法は視覚的に行うことです。 微小電流計は、ポテンショメータ R6 によって行われる調整プロセスに応答する必要があります。 R6 スライダーの特定の位置で、微小電流計の針がゼロに設定される必要があります。 微小電流計の矢印がゼロから遠ざかるほど、R6 エンジンの回転に対する微小電流計の反応は弱くなります。 好ましくない電磁環境により、デバイスの調整が困難になる場合があります。 この場合、ポテンショメータ R6 スライダが信号補償が行われる位置に近づくと、微小電流計の針が無秩序または周期的に振動します。 上記の望ましくない現象は、50 Hz ネットワークの高調波が受信コイルに干渉することによって説明されます。 電気が通ったワイヤーからかなり離れた場所では、チューニング中に矢印が変動してはなりません。 9. サウンド信号を生成するノードが動作していることを確認します。 マイクロアンメータのスケールでゼロ付近の音声信号に小さな不感帯が存在することに注意してください。 金属探知機回路の個々のコンポーネントの動作に誤動作や逸脱がある場合は、一般的に受け入れられている方法に従って行動する必要があります。
可能な変更 デバイスのスキームは非常にシンプルなので、さらなる改善についてのみ話すことができます。 これらには次のものが含まれます。 1. 追加の補償ポテンショメータ R6 * を追加し、最終的に R6 と並列に接続します。 このポテンショメータのエンジンは、510 pF の容量を持つコンデンサ (実験的に明確にする必要があります) を介して D5 オペアンプの反転入力 5.2 に接続されています。 この構成では、寄生信号 (サインとコサインによる) を補償する際に XNUMX つの自由度があり、センサー内の温度差が大きい場合や土壌の鉱物化が進んでいる場合などにデバイスを調整するのに役立ちます。 2. 同期検出器、非線形増幅器、および微小電流計を含む追加の視覚的表示チャネルの追加。 追加チャネルの同期検出器の基準信号は、メイン チャネルの基準信号に対して周期の XNUMX 分の XNUMX シフトして取得されます (別のリング カウンタ トリガの出力から)。 探索にある程度の経験があれば、検出されたオブジェクトの性質を評価する方法、つまり XNUMX つの指示計器の読み取り値に基づいて評価する方法を学ぶことができます。 電子ディスクリミネーターと同じくらい機能します。 3. 電源と並列に逆極性に接続された保護ダイオードを追加します。 電池の極性を間違えた場合、この場合、金属探知機回路は影響を受けないことが保証されます（ただし、時間内に反応しないと、間違って接続された電池は完全に放電されます）。 電源バスと直列にダイオードをオンにすることはお勧めできません。この場合、電源の貴重な電圧の 0,3 ～ 0,6 V が無駄になるためです。 保護ダイオードの種類 - KD243、KD247、KD226など 著者：Shchedrin A.I.
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