高周波電力計とノイズジェネレータ。スキーム、説明

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高周波電力計とノイズ発生器。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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高周波電力計の提案された設計は、[1、2] で説明されている XNUMX つの装置に基づいて開発され、測定装置で小型白熱灯を使用する可能性が考慮されました。

設計の単純さと使用するセンサー素子の入手しやすさに加えて、著者は、このような広帯域デバイスの調整に高周波測定が必要ないという事実に惹かれました。必要なのは、XNUMX 桁または XNUMX 桁のデジタルマルチメーターだけです。すべての測定は直流で実行されます。

提案されている電力計の設計の主な違いは、白熱灯のセンサーコンバーターが接続されている測定ブリッジが動作中に自動的にバランスをとることです。

電力計の回路については以下で説明しますが、50 オームの整合出力インピーダンスを備えた安定したノイズ発生器としても使用できます。このデバイスには自動抵抗安定化 (ACC) センサーアセンブリが搭載されているため、フィラメントの温度も高精度に安定します。ノイズレベルは、デバイスの動作周波数帯域を間接的に判断できます。ランプノイズは最大 1 GHz まで広がります。レベルの低下は 600...700 MHz の周波数で始まります。これは [1, 2] で与えられたデータに対応します。ノイズ発生器とその測定方法については、[3、4] を参照してください。

実験中に、白熱灯は機械的ストレスに非常に敏感であることが判明しました。実際には、これはデバイスを衝撃から保護する必要があることを意味します。そうしないと、コンバータのパラメータが突然変化する可能性があります。これは明らかに、フィラメントの変位と熱伝達モードの変化によって起こります。テストで示されているように、最も安定したレベルは、電源を入れた後にセンサーが到達するレベルです。 ACC ノードは非常に安定して動作するため、別の RL レベルへの移行はダイヤルインジケータによって「ゼロ」シフトとして簡単に判断できます。正確な測定が必要な場合は、電源電圧をオフにして再度オンにする必要があります。機械的な影響に関係なく、センサーの安定性は非常に高いです。日中、デバイスはゼロシフトやリミット（ダイヤルインジケーターによる）を検出しませんでした。これは、たとえば産業用VZでは起こりません。 -48ミリボルトメーター。

適用される RF 電力測定法の基本については、[1、2] で説明されています。本文中の名称は、元の記事で採用されている名称に対応しています。ランプのフィラメントを加熱する総電力、

Рl\u1dRvch+Pzam。（ XNUMX）

ここで、RHF - 高周波電力。 Рzam - DC 代替電源 [2]。

式 (1) を変形してみましょう:

Rvch \u2d Rl - Rzam \u2d (Ul2 - Uzam2) / R \u2d (XNUMXUl ΔU-ΔUXNUMX) / R. (XNUMX)

ここで、ΔU = ウル - ウザム; Рl = Ul2/R; Рzam = Uzam2/R: R = 200 オーム (またはランプが並列接続されたセンサーの場合は 50 オーム、以下を参照)。

式 (2) から、センサー入力における RF 電力の値は電圧差 ΔU = Ul-Uzam の関数であることがわかります。電力計が測定するのは、この電圧差 (ブリッジの平衡を想定) です。式 (2) は正規化された形式で表すことができます。

Rvch/Rl = 2ΔU/Ul - (ΔU/Ul)2 (3)

関数 (3) の形式を図に示します。 1. 表示されているグラフまたは解析式(3)を使用します。微小電流計の場合、RHF/Rl 値の非線形スケールを描くことが可能です。これはどのセンサーでも同じです。測定された RF パワーの計算は、デバイスの読み取り値に特定のセンサーの Рl の値を乗算することによって行われます (製造されたサンプルの値は Рl = 120 mW でした)。このようなスケールの場合、ポインターデバイスは値「0.75」を示します。測定された入力電力は次のとおりです。

RF = 0.75RL = 0.75-120 = 90 mW。

グラフから、Рl 範囲の最初のセクションのみを測定に使用すると、スケールの非直線性が小さくなることがわかります。したがって、電力計の製作サンプルでは微小電流計のリニアスケールを２つ使用しています。 40 および 100 mW の 120 つの制限に対応します。 Рl = 1 mW の特定のセンサーについて、これらの範囲の上限の位置を図に示します。 XNUMX. 非線形スケールと線形スケールは XNUMX 点 (ゼロと最大) で共役します。他の時点では、デバイスは測定された電力の読み取り値を過小評価します。

高周波電力計とノイズジェネレーター

ほとんどの RF 測定は最大 (最小) 電圧または電力値の設定に限定されるため、アナログ表示が最も便利であり、表示されるスケール誤差は重大な欠点ではありません。さらに、このデバイスは、外部デジタル電圧計を使用して正確な電力値を測定する機能を保持しています [2]。

装置の概略図を図に示します。 2. 標準方式に従って電圧安定器 DA1、DA3 が含まれています。コンデンサ C4、C6 は出力電圧リップルのレベルを低減します。統合レギュレータ DA2 は、オペアンプの電源に使用される -2.5 V の負のバイアスを生成します。スタビライザ DA4 は、2,5 V (ION) の例示的な電圧源の機能を実行します。

（クリックして拡大）

ACC ノードはオペアンプ DA7 とトランジスタ VT1 で形成されます。このノードの動作原理は従来の補償電圧安定器の動作と似ていますが、ツェナーダイオードの代わりに別の非線形素子、つまり白熱灯が取り付けられています。ブリッジのバランスは、供給電圧（R10～R20およびセンサーランプ）を変更することにより、高精度（最大7～10μV）で維持されます。ブリッジ抵抗の抵抗値は、±0,1% の誤差を許容して選択されます。

ブリッジは平衡しているため、センサーをランプの直列接続に接続すると (図 2)、等式が満たされます。

Rd \u9d R10 + R200 \uXNUMXd XNUMXオーム、

ここで、Rd はセンサーの抵抗です。

デジタル 3.5 桁デバイスでは、指定された精度で抵抗を測定することはできませんが、許容誤差 5 ～ 5% の高精度抵抗器 (C0.05 ～ 0,1V など) を使用して校正できます。ブリッジの素子は動作中に発熱するため、TCR ±(500... 1200)-10-6 1/°C の値が大きいため、MLT 抵抗の使用は推奨されません [6]。抵抗器 R7 の抵抗値が重要です。 R8 の差は ±0,1% 以内で、値は 47 ... 75 オームの範囲になります。図に示されている測定ブリッジのアームに含まれる抵抗器の電力を減らすことはお勧めできません。

装置の電源を入れて ACC を開始した直後、抵抗 R6 がブリッジを流れる小さな初期電流を生成するため、特定のセンサーによって測定される最大電力は RXNUMX より若干小さくなります。

高周波コネクタ XW1 は、広い周波数帯域のノイズ電圧も除去します。

ACC アセンブリを通常に動作させるには、ランプはスレッドが弱く発光するか、まったく発光しないモードで動作する必要があります。明るい輝きでは、流れる電流に対するランプの電圧の依存性は線形に近く、この「線形」セクションでは ACC が動作しなくなります。

電力計が動作するセンサーの最大電力は 250 mW を超えません。ここでは、入力インピーダンスが 50 オームのセンサーのみを考慮します。ただし、75 オームの抵抗を持つセンサーを使用することもできます [2]。この場合のブリッジ抵抗の抵抗値は、R9 = 225 オームです。 R10 = 75 オーム。同じランプを備えたセンサーの電力は約 XNUMX 倍に増加するため、ブリッジの電源電圧を増加する必要があります。

センサータイプ「A」については、[1, 2] で詳しく説明されています。オン状態では、DC 抵抗は 200 オームです。このようなセンサーのランプは、オン状態で両方のランプの電圧降下がほぼ等しくなるように、ペアで選択する必要があります。ランプのいくつかの例をチェックすると、たとえ低温状態でのランプの抵抗が同じであっても、この条件が満たされないことがよくあることが簡単にわかります。入力抵抗が 50 オーム ±50% 以内であると仮定します。この場合、電力計に接続されているランプの電圧の差は 0.25% 以内となります。デバイスの動作をテストしたセンサーサンプルのパラメータは次のとおりです: Ul = 15 V (Pl = 4,906 mW)。 Un120= 1 V。Un2.6= 2 V (ランプ間の電圧差は約 2,306%)。

図上。 CIの場合は2。センサー「A」の C2 は 0,44 μF に設定されており、これにより周波数範囲の下限を 1 ～ 1,5 MHz に下げることができます。入力回路のインダクタンスを低減するために、0.22μFのCHIPコンデンサを1個並列接続して使用しました。 [2、0.047] に示されているコンデンサの値 (1 μF) では、約 15% の測定精度は、150 kHz ではなく、少なくとも XNUMX MHz の周波数範囲境界でのみ達成可能です。

[2] で説明されているものとは対照的です。提案された電力計では、ランプが直列 (タイプ "A" センサー) または並列 (タイプ "B" センサー) に接続されている XNUMX 種類のセンサーの使用が可能です。

センサーコネクタのピン1と4のジャンパーを使用してデバイスに接続されたタイプ「B」センサーは、ブリッジの抵抗器R9を閉じるため、Rd \u10d R50 \u0.25d 0.5オームになります。このタイプのセンサーの場合、特定のランプのペアを選択する必要はありません。 Rl の必要な値を取得します。センサーには 50 ～ 0.3 個のランプを使用でき、さまざまなタイプを使用できます。周波数範囲を下方に拡張するには、インダクタのインダクタンスの増加によってアクティブ抵抗が増加しないようにする必要があります (0.4 オーム以下、つまり 50 オームの 1% が望ましい)。 MLT-16 抵抗器の寸法で 1 μH 程度のコイルインダクタンスを得るには、インダクタを直径 XNUMX ～ XNUMX mm のワイヤで巻く必要があります。このようなインダクタンスにより、「B」センサーの周波数範囲の下限は XNUMX MHz になります。一方、内部の「A」センサーは XNUMX MHz の周波数ですでに非常に正確です。

DA6チップ上。 DA7 と LED HL1。 HL2製コンパレータです。その目的は、測定ブリッジのバランスを示すことです。バランスが取れている場合は、両方の LED が消灯します。図に示されている抵抗器 R29 および R31 の値では、コンパレータのデッドゾーンは約 ± 60 ... 90 μV です。センサー入力の RF パワーが最大許容値 Рl に等しい場合 (実際にはこれより若干小さい)。 ACC はブリッジと LED HL1 の 2 つのバランスをとることができません。 HLXNUMX が点灯し、測定不可を示します。

白熱灯の慣性により、調整のプロセスを視覚的に確認できます（持続時間 1 ～ 2 秒）。その結果、インジケーターには別のプラスの機能が追加され、デバイスの入力における RF 信号の振幅の小さくて速い変化を判断できるようになります。このような振幅変動は、不安定な増幅カスケードまたは発生器の特徴であり、スプリアス周波数でも自己励起する傾向があることが知られています。たとえば、G4-117 発電機の電力計をチェックすると、8 MHz を超える周波数と 2 V を超える出力信号レベル (50 オームの負荷時) では、出力信号振幅の内部スタビライザーが機能しないことがわかりました。ジェネレーターでは実際には機能しません。

本機の表示部はOS DA4で作られています。 DA5。微小電流計RA1。可変抵抗器 R19 (ゼロ補正器) および R24。 R26 および R25、R27 (「範囲」補正器) を使用すると、Pl < 220 mW のセンサーで動作するように電力計を簡単にセットアップできます。調整範囲が広いため、多巻き巻線抵抗器を使用するのが最適です。そこで、装置内の「ゼロ」を調整するために、電気分解能の高いSP5-35Bタイプの可変抵抗器が搭載されています[6]。原則として、別の測定レンジに切り替える際の追加のゼロ補正は必要ありません。ゼロ調整とスパン調整は相互に影響しません。ダイオードブリッジの存在は、電力が正の値であるという事実によるものです。マイクロアンペアをオンにするこのオプションでは、その矢印はゼロを横切りません。

デバイスのほとんどの要素は同じボード上にあり、電力計の動作中に発熱する要素 (DAI、DA2、VT1、R7 ～ R10) が配置されています。機器の背面アルミニウムパネルと熱接触します。密閉ケースにデバイスをセットアップすることをお勧めします。設計では、すべての調整要素にアクセスできるようにする必要があります。

センサーの設計とプリント基板の図面を図に示します。 3、4. プリント基板の裏側の箔は完全に保存されています。高周波コネクタとケーブル編組は基板の両面にはんだ付けされています。センサーの固有インダクタンスを最小限に抑えるために、センサーは表面実装コンデンサ (0.22 および 0.022 uF、XNUMX 個並列) を使用します。高周波コネクタの本体は、基板の両面のフォイルにはんだ付けされています。

高周波電力計とノイズジェネレーター

電力計は、±5% (TCS ±5 1-100 0.1/°C) の許容誤差を持つ 50 オームの抵抗を持つ高精度ワイヤ抵抗器 S10-6V 1 W を使用します。この抵抗をＲ７、Ｒ８、Ｒ１０として２個並列接続し、Ｒ９は３個の直並列接続で構成されている。 C7-8V、C10-9 などの他の高精度抵抗器を使用することもできます。抵抗 R2 ～ R29 - 調整。 SP2-14、SP24-26を配線します。センサー接続用の XS5 ソケット - ONTS-VG-2-5/3-R (SG-1)。高周波コネクタ XW4 - СР-5-16Ф。電源コネクタ - オス、ソケット DJK-5B (1/50 mm)。

KD906A ブリッジの代わりに、D9、D220、KD503 シリーズなどの任意のダイオードを使用できます。 KD521。微小電流計 - M24。 M265 の合計偏差電流は 50 ～ 500 μA です。

KR142EN12A は、低電力の輸入アナログ - LM317LZ、および KR 142EN19 - TL431 と置き換えることができます。

電力計は、スイッチを入れてから 10 ～ 15 分後に組み立てられた状態で調整されます。

まず、CMH2-3 ランプの任意のペアが XP1 コネクタのピン 9、60 に接続されます。直列に接続され、ソケット「A」と「B」に接続されます。これは、最小測定限界（200 mV）に含まれるデジタル電圧計です。同調抵抗器 R15 を回転させると、電圧計の読み取り値がゼロになります。

測定ブリッジのバランスをとった後、コンパレータを調整します。抵抗器 R21 (またはオペアンプ DA23、DA8 の初期バイアスに応じて R9) は一時的に 100 kOhm の可変抵抗に置き換えられます (デバイスのケースを開ける必要があります)。抵抗器の抵抗値を変更することで、両方の LED が消灯する状態が実現されます。次に、可変抵抗器が、見つかった抵抗値に近い抵抗値を持つ定数抵抗器に置き換えられます。このようなオフセット調整の限界は比較的狭いため、ボードに実装する前にすべてのオペアンプの初期オフセット値を確認し、オフセットが最小のチップを DA8 として使用することをお勧めします。 DA9。他のマイクロ回路の場合、動作モードは対応する可変抵抗器によって制御できるため、初期オフセットの値はそれほど重要ではありません。

コンパレータを調整した後、そのデッドゾーンが ±60 ～ 90 µV であることを確認する必要があります。狭い範囲内で抵抗 R15 を使用してブリッジのバランスを崩し、接続されたデジタル電圧計を使用して LED がオンになる不一致電圧を決定することができます。コンパレータのデッドゾーンは（ブリッジの平衡点に関して）対称であることが望ましい。それを拡張するには、抵抗器 R29 の抵抗値を増やすことができます。

コンパレータのセットアップが完了すると、測定ブリッジは最終的に抵抗 R15 でバランスが取れます。抵抗 R19 を使用して、任意に選択したランプについて、PA1 微小電流計の読み取り値がゼロに設定されていることを確認する必要があります。

これらの操作が完了すると、スイッチがオンになったデバイス上で、機械的安定性と電圧差に応じてセンサー用のランプのペアが選択されます。デジタル電圧計はソケット「0」、「B」に切り替える必要があります。電圧 Un が表示され、そこから Rl を簡単に計算できます。「100 mW」と「40 mW」の範囲の上限は計算によって設定できます。これは、Pp の特定の値で、デジタル電圧計が指定された点 (Uzam) でどのような電圧を示すかがわかっているためです。信号は、周波数が 2 ～ 3 MHz を超え、出力電圧が少なくとも 2,5 V (50 オームの負荷で) の任意の発生器からセンサー入力に適用できます。発生器の信号レベルは、デジタル電圧計の測定値に従って次のように調整されます。電圧計が計算値Uzamを示すようにし、その後、抵抗R24（R25）を調整して、マイクロアンメーターの針をスケールの最後の目盛りに設定します。

デバイスに電力を供給するには、出力電圧 15 ～ 24 V、流入 150 ～ 200 mA の電源が適しています。低電力主電源「アダプター」を使用する場合は、入力電圧リップルの下限が 2.5 V より少なくとも 12 V 高いことを確認してください。

適切な装置がないため、製造されたデバイスの特性を直接確認することはできませんでした。したがって、数百メガヘルツの周波数でセンサーの周波数特性をチェックすることについて話す必要はありません。著者が自由に使えるのは、デジタルマルチメータ DT930F + (DC 電圧測定時の精度クラス 0.05、抵抗測定時の精度クラス 0.5、最大 400 Hz の実効値 AC 電圧 [5])、GZ-117 低周波発生器 (最大 10 MHz)、および VZ ミリボルトメーター 48 (精度クラス 2.5、帯域 45 Hz ... 10 MHz)。

周波数 5 MHz でのスケールのいくつかの点 (制御はマイクロ電流計スケールではなくデジタル電圧計で実行されました) を検証したところ、電力計は VZ-48 よりも正確かつ安定して動作することがわかりました。このミリボルトメーターの背面の壁に制御ソケットがあり、そこに外部 (デジタル) 電圧計を接続できるのは良いことです。 VZ-48 には動作周波数範囲の中央部分に周波数誤差がないことを前提として、400 つの電圧点が 0.5 Hz の周波数で校正されました。利用可能なデジタル電圧計クラス XNUMX に準拠します。

その後、発電機は 5 MHz の周波数に調整され、センサー入力で以前に測定された電圧値がデジタル電圧計 (VZ-48 アナログスケールではなく) を使用して復元されました。 VZ-48 の測定値によれば、入力電力は比 P2 = U50/2 から計算されました。電力計が示す電力は式(XNUMX)で計算されます。

これらの測定結果を表に示します。特に印象的なのは、得られた誤差値に系統誤差の存在がはっきりと確認できることです [7, 8]。これは、電力計のパラメータがさらに向上する可能性があることを意味します。

高周波電力計とノイズジェネレーター

正および負の TCR の両方を備えたさまざまなサーミスタがセンサーとして機能します。 ACC ユニットが負の TCR サーミスタ (白熱灯の TCR は正) で動作するようにするには、デバイス回路 (一点鎖線で強調表示) にジャンパが設けられており、これを接点 1 と接点 4 の間の位置に再配置する必要があります。、2と3。

負の TCS を持つセンサーを使用した ACC の操作性をテストするために、公称抵抗 16 kOhm [5,1] のビーズ型サーミスター MKMT-6 を、「B」センサー回路に従ってスイッチオンしたときに使用しました。初期抵抗の値が大きいにもかかわらず、10 V の電源電圧は小型サーミスタを加熱してブリッジのバランスをとるのに十分でした。しかし、サーミスタの動作温度はフィラメントよりも大幅に低く、断熱性も劣るため、このセンサーは温度計のように機能し、ゼロ安定性は非常に低くなります。 Рl の値は 102 mW です。

さまざまなセンサーを試してみたい人のために、一般的なヒントをいくつか紹介します。サーミスタの初期抵抗 (TCR の任意の符号に対して) は、加熱されたサーミスタ (または複数のサーミスタの組み合わせ) の抵抗が 50 オームになるように選択する必要があります。可能な限り高い加熱温度で達成されます。例えば、サーミスタＳＴ１〜１８。 CT1-18 ビードタイプは +1°С まで動作します [19]。同時に、センサーの設計において、サーミスタの受動的な熱安定化と断熱のための対策を講じる必要があります。

スイッチをオンにした瞬間の NTC サーミスタの抵抗が大きすぎる可能性があるため、自己発熱の条件を作り出すために電源電圧を大幅に増加する必要がある場合があります。ポジスタを使用する場合は電源供給に問題はありません。

CMH9-60を除く。他のタイプの小型白熱灯も使用できます。そのパラメータは [1、2] に示されています。単位から数百ミリワットまでの Rl 値を持つトランスデューサーを簡単に入手できます。より高い RF 信号パワーの測定は、整合された減衰器を通じて実行されます。減衰器の計算は [9,10] にあります。

文学

Trifonov A. ノイズ発生器。 - ラジオ。 1997. No. 7. p. 31.32
Trifonov A.高周波電力計。 - ラジオ。 1997年。第8号。p。 32.33。
ZhutyaevS.G.アマチュアVHFラジオ局。 -M.:ラジオと通信。 1981年。
Skrypnik V. A. アマチュア無線機器の監視および調整用の機器。 - M.: 愛国者。 1990年
Nefedov S. 電圧計の測定値に対する電圧形式の影響。 - アマチュア無線家。 1997. No. 10. p. 10.
Aksenov A. I.、Nefedov A. V. 家庭用機器回路の要素。コンデンサ、抵抗器: ハンドブック - 修士: 無線と通信。 1995年。
Nefedov S. 測定機器の計量学的特性。 - アマチュア無線家。 1997. No. 12. p. 10.
ZaidelAN測定誤差の基本的な推定。 -L.:科学。 1968年。
Red E. 高周波回路のリファレンスマニュアル。 - M.: ミール、1990年。
Vinogradov Yu. アンテナ減衰器。 - ラジオ、1997 年。第 11 号。p. 80。

著者：O。フェドロフ、モスクワ

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