ラジコンモデル用の電圧変換器です。スキーム、説明

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ラジコン用の電圧コンバーターです。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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ラジコンモデル用のオンボード電源の定格電圧は通常 4,5 ～ 12 V です。この電圧に対応する高品質の電気モーターは非常にまれで、かなりの価格で販売されています。同時に、電圧24...27 Vで利用可能な電気モーターの範囲は非常に広いですが、記事の著者が提案したものと同様の電圧コンバーターが必要です。

電気モーターを高電圧で使用することの大きな利点は、消費電流が削減されることであり、これにより、ステアリングホイールサーボドライブや速度コントローラーの出力段のトランジスタの要件が緩和されます。エンジンコントロールユニットの効率が向上し、モデルに搭載されている限られたエネルギーリソースが節約されます。

開発された電圧コンバータにより、定格電圧 24 ～ 27 V の電気モーターを無線制御装置と組み合わせて使用できるようになります [1]。たとえば、ステアリングギアモデルの場合、発進時と後進時の慣性が低い中空ローターを備えた DPR シリーズのエンジンが非常に適しています。クルーズコントロールおよびステアリングギア用のサーボアンプは、[2] に記載されている推奨事項に従って構築する必要があります。この電圧コンバータはスタンドアロンデバイスとして他の目的に使用できます。

デバイス図を図に示します。 1. これは、出力電圧のパルス幅安定化を備えたいわゆるフライバックインバータであり、高効率が特徴です。入力電圧が 4,5 ～ 9 V の場合、安定化出力電圧は 18 ～ 27 V の範囲で設定でき、負荷電流が 0,1 ～ 1 mA に増加しても 500 V 以内に変化します。全負荷時のコンバータの効率は 85% です。

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図2に示した回路の特性点における電圧図を示します。図２の波形は、Micro-Cap 6.22 プログラムを使用してデバイスのコンピュータモデルで取得されたもので、実際のコンバータの信号オシログラムと完全に一致します。

RCモデル用電圧変換器

要素 DD1.1 および DD1.2 のマスター発振器は、方形パルスを生成します。これらは、C8R9R1.3 回路によって微分された要素 DD3 の入力 2、3 に到着します。抵抗器R2およびR3の値は、それらの接続点における定電圧成分が、要素DD1.3の状態が変化する閾値レベルUnをわずかに超えるように選択されます。しきい値を超える負のサージは、要素 DD1.3 (ピン 10) の出力で短い正のパルスを形成します。後者は、トランジスタ VT5 のベース-エミッタ部の低い順方向抵抗を通じてコンデンサ C2 を充電します。

パルスの終わりに、コンデンサ C5 の (図によると) 左側のプレートが共通線に接続され、コンデンサに充電された電圧がトランジスタ VT2 のベースに負極で印加され、トランジスタ VT5 が閉じます。次に、コンデンサ C1 はトランジスタ VT1 のコレクタ電流で再充電を開始します。このプロセスの速度は、VT2 のベースの電圧に依存します。トランジスタ VT0,8 は、そのベースの電圧が約 2 V に達するまで閉じたままになります。その結果、コレクタ VT12 と素子 DD13 の入力 1.4、1 での正パルスの持続時間は、トランジスタ VT1.4 の動作モードに依存します。 DD3 素子と VT4 トランジスタによって XNUMX 回反転されたパルスは、電源スイッチである VTXNUMX 電界効果トランジスタを開きます。

トランジスタ VT4 が開くと、インダクタ L1 の電流は直線的に増加します。トランジスタが閉じた後、この電流は中断されず、ダイオード VD1 を通って減少しながら流れ続け、蓄積コンデンサ C8 を充電します。このコンデンサの定常状態の電圧は、コイル L1 の磁界にエネルギーが蓄積される時間 (トランジスタ VT4 のゲートにおける正のパルスの持続時間、図 2 を参照) の時間を超えた回数だけ電源電圧を超えます。それはコンデンサC8に送信されます（パルス間の休止時間は同じです）。

トリマ抵抗器 R14 からの出力電圧の一部は、オペアンプ DA2 の DC アンプの反転入力に供給されます。基準電圧は、抵抗分圧器 R4R5 から非反転入力に供給されます。オペアンプの出力電圧は、リファレンス電圧と出力電圧 (分圧器 R13R14 を考慮) の差に比例し、トランジスタ VT1 のベースに供給され、トランジスタ VT4 を開くパルスの持続時間を制御します。これにより、閉じた自動制御回路が作成されます。

出力電圧が低下すると（たとえば、負荷電流の増加により）、オペアンプの反転入力の電圧が低下し、出力の電圧が増加します。その結果、抵抗器Ｒ８を流れるトランジスタＶＴ１のエミッタ電流は減少し、それに伴ってコレクタ電流も減少する。コンデンサ C1 はよりゆっくりと再充電されます。トランジスタ VT8 のオープン状態の継続時間が増加すると、コンバータの出力電圧が増加します。

コンバータの主要コンポーネントの電源電圧は、統合された安定器 DA1 によって安定化されます。

このデバイスは、図に示す 70x55 mm の片面プリント基板上に組み立てられます。 3. トリマー抵抗器 R14 - SPZ-38B または RP1-63M。残りの受動素子は、パラメーターと寸法の点で適切な任意のタイプです。

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DD1 マイクロ回路として、K561LA7 に加えて K561TL1 を使用できますが、他の K561 シリーズマイクロ回路は 3 V の電源電圧では不安定に動作します。同じ理由で、K140UD608 (DA2) チップを他のオペアンプに交換しないでください。トランジスタ VT2、VT3 には、KT315 または KT3102 シリーズ、VT1 - KT361、KT3107 シリーズのいずれかを使用できます。

コンバータの効率は、ダイオード VD1 とオープントランジスタ VT4 の電圧降下に大きく依存します。後者は、参考書に記載されているオープントランジスタチャネルの抵抗に比例します。したがって、指定されたトランジスタとダイオードの代替品を選択するときは、これらのパラメータに特別な注意を払い、それらが最小限であるデバイスを選択する必要があります。電界効果トランジスタのカットオフ電圧は 4 V 以下である必要があります。検討中のケースでスイッチングする電流の振幅値は負荷電流よりも大幅に大きいため、許容ドレイン電流が 6 V になるようにトランジスタを選択する必要があります。 VT4 トランジスタが負荷時に著しく発熱する場合は、ボード上にヒートシンクを設置する必要があります。ダイオード VD1 は、直流 10 A 以上に設計する必要があります。図に示されている KD2998V は、KD213A に置き換えることができます。

インダクタンスが 1 ～ 18 μH のコイル L20 は漏洩磁束が低い必要があるため、M26NM フェライトで作られた装甲磁気コア B-1500 が選択されました。直径 1,5 ～ 2 mm の硬質絶縁ワイヤを 0,2 回巻いた巻線を適切な直径のマンドレルに巻き付け、マンドレルから取り外し、絶縁テープの層で保護し、磁気回路内に配置します。カップ間には 1 mm の非磁性ギャップが必要です。適切な厚さの絶縁パッドが中心コアの間に配置されます。これにより、磁性コアをネジで締め付けるときにカップが破損するのを防ぎます。ボードの面積を減らすために、コイルLXNUMXが横向きに取り付けられています。巻線リードは対応する穴に挿入され、接触パッドにはんだ付けされます。

コンデンサ C7 および C9 は、図 (図 1 を参照) および基板図 (図 3) に破線で示されています。通常、それらは必要ありませんが、VT4 トランジスタが非常に高温になり、そのゲートの電圧オシログラムが主トランジスタ間の間隔に「寄生」正パルスを示す場合、これらのコンデンサを取り付けると役立つことがあります。それらの容量は実験的に選択されます。

組み立てられたコンバータのチェックを開始するときは、出力電圧 27 V、負荷電流 0,5 A の場合、電圧 6 V の一次電源の定格電流が少なくとも 2,5 A でなければならないことに留意する必要があります。初めてコンバータの電源を入れる前に、トリマ抵抗器 R14 スライダは中間の位置にある必要があり、後でその助けを借りて、必要な出力電圧が設定されます。

コンバータが動作しない場合は、一時的に L1 コイルのはんだを外し、出力回路に外部から +27 V の電圧を印加して、図 2 に示す点での信号の形状を確認する必要があります。図２はこの図に示されるものに対応する。

必要に応じて、[3] で説明されている方法を使用して、コンバータを異なる入力電圧と出力電圧に変換できます。初期データ: 一次電源の最小電圧 - Umin; 出力電圧 - Uout; 最大負荷電流 - インチ

計算は次の順序で実行されます。

1.負荷に供給される電力、

2.精度によって消費される電力、

(コンバータの効率は少なくとも 80% であると想定されます)。

3. ソースから消費される電流の平均値、

4.コイル電流L1（ピーク値）、

5. 少なくとも lm の許容ドレイン電流と最小オープンチャネル抵抗 rok を持つ電界効果トランジスタ VT4 を選択します。

6. 少なくとも lm の許容順電流と、この電流での最小電圧降下 Upr を持つダイオード VD1 を選択します。

7.オープントランジスタVT4の電圧降下

8.トランジスタVT4の開状態の持続時間

（コイルの設計を変更しない場合、L1 = 20 µH）。

9.トランジスタVT4の閉状態の持続時間

10.マスターオシレーターのパルス繰り返し周期

Tn の計算値は、抵抗 R1 の値を選択することによって得られます。次に、コンバータにコイル L1 を取り付けずに、回路を開いたままにし、トランジスタ VT1 のベースをオペアンプの出力から一時的に切り離し、公称値 47 kΩ の可変抵抗器のモーターに接続します。外部端子は統合スタビライザ DA1 の出力に接続され、もう一方は共通ワイヤに接続されます。新しく導入された可変抵抗器は、ゲート VT4 の正パルスの持続時間を t1 に等しく設定します。トランジスタ VT1 のベースの電圧を測定し、オペアンプ DA3 の入力 1 で同じ電圧を設定し、抵抗 R5 の値を選択します。すべての接続を復元したら、トリミング抵抗 R14 を使用して、コンバータの出力で必要な電圧を達成します。

文学

ドニシュチェンコ V. 比例無線制御装置。 - ラジオ。 2001 年、第 11 号、p. 24-26; No.12、p. 31-33。
ドニシュチェンコ V. 比例無線制御装置 (印刷されたものに戻る)。 - ラジオ、2002 年、第 6 号、p. 31.
Shcherbina A. et al. シリーズ 142、K142.KR142 のマイクロ回路スタビライザーの応用。 - ラジオ。 1991年、第5号、p. 68-70。

著者: V.Dnishchenko、サマラ

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