コアチョークの計算方法。スキーム、説明

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電気溶接。コアチョークの計算方法。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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DC-DCコンバータの必要な要素は次のとおりです。 スロットル.

このセクションの目的は、学校の物理コースを超えることなく、最も一般的なチョーク、つまりバイアスが作用するチョークを計算する方法を提供することです。まず、インダクタの巻線にはわずかなリップルを持った直流電流が流れると考えます。

通常、インダクタ巻線はコアウィンドウを完全に占めます。したがって、巻線の電流Iと電流密度J（A / mm2）の大きさ、およびコアウィンドウの面積Sを知ることができます。_o (cm2) とその充填率 K_o、判断することが可能です。 最大ターン数、コアウィンドウに配置できます。

フラックスリンケージ チョーク巻線は、巻数がわかっていれば決定でき、最大誘導 B_m (T)、コア断面S_c (cm2) とそのフィルファクター K_m:

(18.10) を (18.11) に代入すると、次のようになります。

それが知られている

(18.12) と (18.13) から チョークインダクタンス:

インダクタンスの式からコア全体の寸法を簡単に求めることができ、必要な寸法を得ることができます。 チョークインダクタンス:

B、J、Kを選択するには_c、K_o 表 18.5 を使用できます。 XNUMX。同時に、総合パワー R_ギャブ 1,25と同等にすることができます•S_cS_c.

アルミ線の場合、電流密度を1,6分のXNUMXに減らす必要があります。

警告！ 飽和を避けるために、インダクタコアには非磁性ギャップが必要です。

非磁性ギャップと比較すると、インダクタコアは理想的な磁性導体であり、すべての巻線のアンペアターンが非磁性ギャップに適用されると考えられます。長い非磁性ギャップにより、コア内の誘導はほぼゼロから V まで変化します。_m.

非磁性ギャップの長さ 既知のアンペアターンの場合、次の式で決定できます。

または

（18.10）、（18.13）、（18.17）から、次の式を導き出します。 チョークインダクタンス:

スチールコアチョークがインバータ電源で許容できると思われるよりも高い周波数で使用されているのをよく見かけます。これには合理的な説明があります。

変圧器の鉄心の損失 次の式で決定されます。

ここでP_c - コアの損失。 R_ビート - 最大誘導 B の所定の値における所定の材料の固有損失_у と周波数f_у 正弦波磁気誘導。 G_с - コアの質量; で_m -コアでの最大誘導。 αとβ -頻度インジケーター。

変圧器では、誘導範囲は最大誘導 B の値の XNUMX 倍に達します。_m （誘導は-Bから変化します_m +Bへ_m）。また、インダクタでは、不連続電流モードであっても、範囲は V の値を超えません。_m （誘導は0からVに変化します_m）。したがって、スロットルの場合、式は次の形式に書き直すことができます。

ΔB はインダクタのコアの誘導範囲です。

式から、誘導範囲の増加とともにコア内の損失が増加することがわかります。 ΔB および動作周波数の増加 f. ただし、周波数を上げて誘導範囲を狭めれば、損失は増加しません。

ここから決定することが可能です 誘導の最大範囲 より高い動作周波数の場合:

スロットルの計算の実際的な例を考えてみましょう。

チョーク計算例＃1

調整可能な溶接源を構築しているとします。この電源は、単相ネットワーク 220 V、50 Hz によって電力供給されます。 IからIまでの溶接電流の調整_分 = 50 A から I_マックス = 150 Aは、制御されたサイリスタ整流器を使用して実行されます。

負荷周波数 PN = 40%。電圧の一時停止中に溶接アークが消えないように、最小電流および最大調整角度で、電流が I を下回らないようにする必要があります。_V = 10A。

ここから、インダクタの最小インダクタンスを決定できます。

スチール 3411 (E310) 製の W 型コアにスロットルを巻きます。

最初に選択しましょう：

B = 1,42 T;
J = 5 A / mm2（指定されたデューティサイクルを考慮）。
К_o - 0,35;
К_c = 0,95。

コアの全体的なサイズを見つけます。

チョークには、40つのコアШЛ80хXNUMX（S_c = 32 cm2、S_o = 40 cm2）。

巻線の巻き数を決定します。

巻線はワイヤーセクションで実行されます：

非磁性ギャップの長さを決定しましょう：

結果のインダクタンスを定義しましょう：

得られたインダクタンスは必要な値よりも若干低いものの、結果は満足のいくものであると考えられます。

チョーク計算例＃2

最初の例で述べたように、インダクタは主に、整流器の動作 (制御または非制御) によって生じる一時停止中に電流を維持するために必要です。スロットルを一時停止する必要はあまりありません。

したがって、インダクタを非線形かつ飽和可能にすれば、インダクタの寸法を大幅に縮小することが可能です。つまり、インダクタの電流が飽和電流 1nap を下回る場合、インダクタは一時停止中に電流を維持するのに十分な十分なインダクタンスを持ち、電流が I より大きくなると、_私達コアが飽和状態になるため、インダクタはオフになります。

サイリスタコントローラーを使用して、溶接電源用の非線形 0,3 巻線可飽和チョークを計算してみましょう。飽和するまでのインダクタの主一次巻線のインダクタンスは7,5 mH、追加の二次巻線はXNUMX mHである必要があります。

一次巻線の最大電流はIです₁ = 180 A、および二次 - 私₂ = 13 A。一次電流が I を超えると、インダクタコアは飽和状態に入る必要があります。_私達 = 132A。

インダクタの一次巻線はアルミニウムで巻かれ、二次巻線は銅で巻かれると暫定的に考えています。以前に、銅の PV = 20% での電流密度 J を決定しました。_Cu = 8A/mm2。

アルミニウムは銅よりも抵抗率が高いため、アルミニウムに対して 1,6 分の XNUMX の電流密度、つまり J を選択する必要があります。_Al = 5A/mm2。

インダクタ巻線のインダクタンスは既知であるため、インダクタの変換比は次の式で求められます。

以前に導出された式は、巻線の電流リップルが最小の単巻線インダクタに有効です。実効電流と飽和電流の差を考慮するには、電流密度 J の値に飽和係数を掛ける必要があります。

追加の巻線用にコアウィンドウ内のスペースを割り当てるには、コアサイズに係数を掛ける必要があります。

インダクタのコアとして、スチール 3411 (E310) 製の W 型テープコアを選択します。修正された式 (18.15) によれば、次のことがわかります。

チョークには、32 つのコアШЛ50хXNUMX (S_c =16cm2、S_o = 26 cm2、S_cS_o = 416 cm4）。

修正された式 (18.10) に従って、一次巻線の巻数を決定してみましょう。

二次巻線の巻数を決定します。

一次巻線は、断面のあるワイヤで巻かれています。

二次巻線は、断面のワイヤーで巻かれています。

非磁性ギャップの長さを決定しましょう：

結果として得られるインダクタの一次巻線のインダクタンスを決定しましょう。

インダクタンスが必要以上に大きいことが判明しました。必要なインダクタンスを得るために、一次巻線の数をWt \u18d 2に減らします。したがって、W90 \u5d 2ターンとXNUMX \uXNUMXd XNUMX mmになります。

チョーク計算例＃3

インダクタ L2 ERST を計算してみましょう。インダクタ電流の最大値は 315 A、最小値は -10 A です。

インダクタの電流リップル周波数はPWM周波数に対応し、Fに等しくなります。_PWM = 25000Hz。

溶接電流の連続性を確保するために必要なインダクタのパラメータを決定しましょう。図上。 18.25 は、導通の境界に対応する、インダクタ L2 内の電流の形状を示しています。

コアチョークを計算する方法
米。 18.25。連続性境界に対応する現在の形状

ERST キーが開いている間、インダクタ内の電流はゼロから振幅値まで増加します。さらに、一時停止中は電流がゼロに減少します。最小溶接電流 I では、導通の境界を超える危険が存在します。_{sv min} = 10 A および最大入力電圧 ERST。最小溶接電流のアーク電圧を決定します。

三角電流の振幅と平均値の関係を求めてみましょう。関数の平均値は、この関数の積分、または簡単に言えば、この関数とゼロレベルラインによって境界付けられる領域です。

三角形の面積は、三角形の高さと底辺の長さの半分の積として定義されます。

ここから、電流の平均値と振幅値の関係を見つけます：

キーが開いている場合、電圧がスロットルに適用されます。

インダクタの電流は0からIに増加します_a.

一時停止中、電圧-Uがスロットルに印加されます_d分、およびその中の電流は0に減少します。

電流の変化以来（) どちらの場合も値は同じですが、符号が異なります。

インダクタコアの材料として、周波数 f で板厚 0,08 mm の電磁鋼板を使用するとします。_y = 1000 Hz、誘導 B で_y = 1 T であり、矩形電圧には損失 P があります。_y = 22 W/kg。

鋼の周波数インジケーター α = 1,4および β = 1,8。周波数 25000 Hz の場合と同じレベルの損失が得られる、周波数 1000 Hz の誘導の許容範囲を求めてみましょう。

まず、直流電流のコア内の誘導が B = 1,42 T、電流密度 J = 3,5 A / mm2、K に達する可能性があることを確認します。_o = 0,35 と K_c =0,10。コアの全体的なサイズを見つけます。

サイズはコアに適合ШЛ25х50（S_c = 12,5 cm2、S_o = 16 cm2)。コアサイズS_cS_o = 12,5 • 16 = 200 cm4。

ターン数を決定しましょう。

巻線は、次の断面を持つ銅バスで実行されます。

非磁性ギャップを定義しましょう：

結果のインダクタンスを定義しましょう：

ここで、高周波誘導リップルの振幅が次を超えていないことを確認する必要があります。 ΔB = 0,16T

インダクタのコアにおける誘導の最大範囲は、最大入力電圧 U で発生します。_最大で = 80 V、パルスデューティ D = 0,5 であり、次の式で求められます。

許容値を超えないもの。

著者: Koryakin-Chernyak S.L.

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