電界効果トランジスタのステップの計算について。スキーム、説明

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電界効果トランジスタのステップの計算について。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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この記事の著者が提案した特性の線形近似を使用すると、電界効果トランジスタのさまざまなステップの計算がはるかに簡単になります。特定のトランジスタインスタンスのカットオフ電圧と初期ドレイン電流がわかっている場合、そのようなステップ計算は実際とよく一致します。

ほとんどすべての文献には、小さな交流信号のモードでのみ電界効果トランジスタを使用した増幅段の計算が記載されていることが知られています。トランジスタの初期モードを選択するための推奨事項さえ見つけるのは簡単ではありません。一方、ほとんどの実際のケースでは、直流電流のステップを計算する必要があります。

この記事で提案されている手法を使用すると、実際に最も一般的なノード（DCアンプ、電流安定器など）のステップを計算できます。この場合、低および中レベルの小信号モードでの交流のステップを計算できます。周波数信号は直流の一般的なステップ計算になります。

明確にするために、統合チャネルを備えた n チャネルトランジスタを考慮することに限定します。 P チャネルの場合は、電圧の極性を変更するだけで済みます。

トランジスタの過渡特性lc=f(Uzi)は二次関数で近似できるものとする。これはシングルチャネルトランジスタにほぼ当てはまりますが、これらは長い間生産されていません。現在、低電力の電界効果トランジスタであっても、並列接続されたいくつかのチャネルセルの集合体であり、強力なものでは最大数百、場合によっては数千を含む。

このことと他のいくつかの要因により、このようなトランジスタの実際の過渡応答は、一次関数と二次関数の間にあります。実際の特性を二次関数で近似すると、ステップの計算が複雑になるだけであり、それに対応する精度の向上は正当化されません。線形近似を使用してステップを計算する方が便利です。

トランジスタの過渡応答には、Uzi = 0 で決定されるトランジスタの初期ドレイン電流 Ico という XNUMX つの特性点があります。

いわゆるカットオフ電圧 Uotc (図 1a)。最初の質問ですべてが明らかであれば、XNUMX 番目の質問ではさらに難しくなります。

電界効果トランジスタのステップのステップの計算について

実際のところ、過渡特性は Uzi 軸に漸近する傾向があるため、ドレイン電流が 0 になる電圧 (つまり、真のカットオフ電圧) を指定することは不可能です。そこで、ドレイン電流が10μAとなる電圧、つまり測定しやすい条件値Uを採用しました。

ただし、特性が特に急峻に曲がるのはまさにこの点の近くであり、線形近似における誤差の最大の成分が生じます。例えば、急峻さの微分値を減少させるための基準に従って、またはドレイン電流の特定の値に従って、曲がりのセクションの開始時に第２の点を決定することがより正確であろう。残念ながら、最新の電界効果トランジスタの過渡特性に関する信頼できる統計が不足しているため、この問題を明確に解決することはできません。

したがって、15 つの標準点 lco と Uotc に関して線形近似を受け入れる必要があります。ほとんどの場合、それに伴う誤差は 1% を超えず、練習には十分です。図上。太い直線はトランジスタの実際の特性の直線近似を示す。

図上。図２にソースフォロワ回路の一例を示す。 Vin = 2の場合（リピータの入力を共通線に近づけた場合）、動作点Aは過渡特性と負荷線Rの交点になります（図0）。実際の動作点は、実際の過渡応答と負荷線の交点、つまり点 B にあります。図は、線形近似による誤差の性質を示しています。

電界効果トランジスタのステップのステップの計算について

現在の Istart の動作点 A の初期位置により、次の式が決まります: Istart = Ico/(S・Ri+1)。電圧に関しては、Unach Ri = lco Ri Rn/(S Ri+1) と表すことができます。ここで、S \u2d lco / Uotc は特性の平均傾き、Ri は抵抗器 Ri の抵抗値です（図 XNUMX）。

ゲートが共通のワイヤに接続されると、リピータは電流を安定化する XNUMX 端子ネットワーク (電流スタビライザー) になります。最初の式に従って、安定化電流を計算できます。

デバイスが電流安定化モードに入る最小電圧はです。トランジスタチャネル UCi での電圧降下は、一連の出力特性によって、または実験的に決定されます。 Ri = 0 の場合、安定化電流は最大で Iso に等しく、出力抵抗は最小となり、トランジスタの出力抵抗にほぼ等しくなります。

ソースフォロワの入力に一定の（たとえば、正の）電圧 Uin が供給されると、動作点は位置 A に移動し、その新しい電流座標 I は式: Ri+1) に対応します。トランジスタの閉電圧の値は It=0 で決定され、Uotc に等しくなります。

電圧に関して、動作点の新しい位置は次の関係式で表すことができます: Ut=lt Ri=Ri(lco+Uin.S)/(S Ri+1)。

正の値の領域における入力電圧の制限は、一般に次の式で表されます: Uin = [Imax(S・Ri+1)-lco]/S、ここで Imax はトランジスタの最大電流です。最大電流Imax。いくつかの要因によって制限されます。それで。 p-n 接合の形のゲートを持つトランジスタの場合、Ic0 を超えてはなりません。超えないと、ゲートが順方向バイアスモードになり、トランジスタの入力抵抗が急激に減少します。これを念頭に置いて、最後の式は簡略化されます: Uin = lCo・Ri。

負電圧側の動作区間の境界はトランジスタの初期動作モードに依存せず、常にUotcから始まります。以上のことから、動作間隔を長くするには、Uotc 値の大きなトランジスタを選択する必要があることがわかります。

絶縁ゲート型トランジスタの場合、値はデバイスに許容される電流制限または許容消費電力によってのみ制限されます。いずれの場合も最大 1 個です。 Upit/Ri を超えることはできません。特定のステップのステップを計算する場合、I の値は上で説明した各要素によって決定され、最小値が選択され、これが式に代入されます。

Ut の式を変形すると、Ut = Ico Ri/(S Ri+1 )+Uin S Ri/ (S Ri+1) が得られます。この式は、ストリーミングリピーターの特性 Uout = f(Uin,) が線形であることを明確に示しています。

ソースフォロアの変換急峻性 Kns は、Кns = ΔImax/ΔUin = S/(S・Ri + 1) に等しくなります。したがって、電圧伝達係数Ｋｎｕ＝Ｋｎｌ・Ｒｉ＝Ｓ・Ｒｉ／（Ｓ・Ｒｉ＋１）となる。

図上。図１ｂは、ソースフォロワの特性Ｉｃ＝ｆ（Ｕｉｎ）を示す。伝達特性 Uout = f(Uin) も同様の形式になります。 Uout \u1d Ic·Ki以来。

図上。図３は、典型的な増幅段の図を示す。この増幅段では、トランジスタは、抵抗器Ｒおよび自動バイアスを備えたソース接地回路に従って組み立てられる。

電界効果トランジスタのステップのステップの計算について

トランジスタの初期モードは、この抵抗の抵抗値によって決まります。トランジスタの電流モードを設定するとき（入力信号がない場合）、抵抗器の抵抗値は次の式で決定できます。

ランド\uXNUMXd（Iso "Inach）/InachS。

通常、動作点は特性の中央、つまり Istart = Ico / 2 および Ustart = Uotc / 2 に選択され、この式は R および = I / S = Uotc / Ico のように簡略化されます。

特性上の動作点の初期位置が非対称である必要がある場合（たとえば、非対称入力信号の場合）、抵抗器 R の抵抗値と Uinit の特定の値で、初期オフセットは次の式で決定されます。 : Ri = Uinit / (lco-Uinit S)。トランジスタのドレインの電圧は、Uc \uXNUMXd Upit - Inach ·Rcに等しくなります。

対称信号の場合、歪みがない状態で出力電圧の最大範囲を提供する抵抗器Rcの抵抗は、次の式で求められます：Rc \u2d (Upit - Unach) / 0.5I。動作点がトランジスタの伝達特性の中央に選択される場合、Rc = (Upit - XNUMXUotc)lco となります。

抵抗 R は負の OS の要素です。削減段階。交流電圧に対する OS の作用を排除するために、通常、図に示すブロッキングコンデンサ Cbl が組み込まれています。 3 つの破線。このコンデンサを使用すると、入力信号の負の半波の振幅がトランジスタのカットオフ電圧に等しい値を超えてはなりません。

別の方法で、交流電圧に対する OS の作用を排除することもできます。これは、トランジスタのソース回路に、抵抗の代わりに、電圧がそこを流れる電流にほとんど依存しない素子 (たとえば、直流電流) を組み込むことです。ただし、このような回路設計ソリューションは、この要素の電圧が Unach に等しい場合にのみ可能です。要素の電圧が多少低い場合は、小さな抵抗の追加の抵抗がそれに直列に接続されます。

コモンソース回路に従って組み立てられたステージの伝達係数Ｋ nu は、よく知られた式Ｋ nu ＝Ｓ・Ｒｃによって決定される。ソース回路に抵抗がある場合、Knu は減少します。Knu=S・Rc/(S・Ri+1)=lco・Rc/(lco・Ri+Uotc)。

トランジスタ VT1 のドレイン (出力 1) の信号は入力と逆位相で、ソース (出力 2) の信号は同相であるため、この段を位相スプリッターとして使用できます。通常、位相スプリッタは、両方の出力の信号振幅値が等しいことが必要です: Uout1 = Uout2 または lc・Rc=lи・Rи。 lc=l であり、振幅が等しいための条件は次のようになります: Rc = Rand。この場合、両方の出力の透過係数の値も等しくなります。伝達係数、抵抗器 Rc および Rand の抵抗値。他の必要なパラメータも、上に示した式を使用して計算できます。

たとえば、図3のスキームによるステージが実行される条件を考えてみましょう。 1 は、出力 1 を Knu = XNUMX の線形インバーターに切り替えます。最後の式の Knu を XNUMX にすると、次のようになります。

Rc-Ri \ u1d XNUMX / S \ uXNUMXd Uotc/Ico。

このような段は、バイポーラトランジスタの同様の段と類推して、ドレインフォロワと呼ぶことができます。

著者: A. Mezhlumyan、モスクワ

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