無線電子工学および電気工学の百科事典 スイッチト キャパシタの電圧極性コンバータ。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典 無線電子工学と電気工学の百科事典 / アマチュア無線デザイナー この記事では、XNUMX つのスイッチではなく XNUMX つのスイッチを使用したスイッチト キャパシタ上の電圧極性コンバータの回路オプションについて説明します。 Radio に記事 [1] が掲載されました。この記事では、XNUMX つのアナログ スイッチで構築されたコンバータの動作原理が詳細に説明されています。 このようなコンバータを XNUMX つのスイッチに実装する可能性を以下に示します。 1 つの電子スイッチ上のコンバータの動作原理を図に示します。 1. スイッチ S2 と S1 は 2 つの逆位相信号によって制御されます。 スイッチ S1 の「接点」が閉じている (S2 が開いている) 場合、コンデンサ C2 は電源からダイオード VDXNUMX を介してほぼ Upit レベルまで充電されます (開いたダイオード VDXNUMX での電圧降下 Upr.d は無視します)。 次に、スイッチ S1 の「接点」が開き、S2 が閉じると、コンデンサ C1 がダイオード VD2 を介してコンデンサ C1 に接続されます。 その結果、コンデンサC2に放電されます。 コンデンサ C2 の電圧は次のように増加します。 数回の切り替えの後、安定した値 |-UBblx| に達します。 直列放電回路の抵抗値 rn を無視すると、≈ Upit-2Uppr.d となります。 したがって、コンバータの負アームの出力電圧は常に正電圧よりも低くなります。 実際のスイッチ回路を図に示します。 2. コンバータは 1.1 つのアナログ スイッチ DA1.2、DA1.1 に組み込まれています。 逆位相制御信号は DE スイッチの入力に供給されます。 スイッチ DA1 が閉じると、コンデンサ C1 はダイオード VD1.1 を介して充電され、スイッチ DA1.2 が開き、DA2 が閉じた後、ダイオード VD2 を介してコンデンサ CXNUMX などに放電されます。状態は試作品とほぼ同じです。 リジッドな負荷特性を確保するには、コンデンサ C1 と C2 の静電容量を特定の方法で選択する必要があることに注意してください。 実際には、負の負荷アームはコンデンサ C2 の放電電流によって電力を供給されます。 定常状態では、スイッチ DA1.2 が開き、コンデンサ C2 へのエネルギーの流れがない段階では、電圧 -Uout の減少は、負荷に許容される交流電圧成分 (リップル ΔU) の振幅を超えてはなりません。通常は許容されません。 Uout の 1 ~ 2% 以上)。 したがって、制御信号のデューティ サイクルが 2、スイッチング周波数が f の場合、コンデンサ C2 の静電容量の値は次の条件を満たす必要があります。 コンデンサ C1 の静電容量の値は、スイッチ DA1.2 が閉じた状態の段階で、必要な負荷電流を供給すると同時に電圧 |-Uout| を増加させるような値でなければなりません。 前の段階で失われたΔUだけでなく、ダイオードVD1とVD2のオープンpn接合での電圧損失とコンデンサC2の直列充電回路のアクティブ抵抗rnも補償します。 明らかに、コンデンサ C1 の静電容量はコンデンサ C2 の静電容量より大きくなければなりません。 ダイオード VD1、VD2 および直列抵抗 rn での損失の相対的な割合が大きくなり、出力電圧または電源電圧が低くなるため、実際には、コンデンサ C1 の静電容量を、コンデンサ C2 の静電容量の少なくとも 1,3 倍および 2 倍大きく選択することをお勧めします。コンデンサ C5 の電圧 Upit、それぞれ 15 および XNUMX V に等しい。 低電力、低電圧のショットキー ダイオードは、特に Uout の値が低い場合、コンバータに最適です。 これは、以下で説明する他のタイプのコンバータにも当てはまります。 また、Up > 5...6 V の場合、始動プロセスの最初にスイッチを介して電流過負荷が発生する危険性があることも考慮する必要があります。 過負荷を軽減するには、追加の電流制限抵抗 R1 をコンデンサ C1 と直列に接続する必要があります (図 2 の破線で示されています)。 たとえば、Upit = 15 V の場合、スイッチを流れる許容電流は 20 mA、閉じたスイッチの抵抗は 100 オームで、抵抗 R1 の値は 300 ~ 400 オームの範囲になります。 この場合、コンデンサ C1 の容量を 1,5C2 に増やす必要があります。 プッシュプル段に接続された1つの相補型トランジスタをスイッチS2およびS3として使用すると、コンバータの電流能力を大幅に改善できます(図XNUMX)。 ここで、rn の値は非常に小さく、その損失は無視でき、トランジスタの許容電流はアナログ スイッチの許容電流よりもはるかに大きくなります。 このコンバータのトランジスタは、1 つの共通信号によって逆位相で制御されます。 この信号の発生器が TTL または CMOS マイクロ回路上に組み立てられている場合、これらのマイクロ回路の許容ハイレベル出力電流 (出力) は通常大幅に小さいため、トランジスタ VTXNUMX の電流能力を完全に活用することはできません。ローレベル電流(流入)よりも大きくなります。 しかし、このような欠点は、両方のトランジスタをpn-p構造にし、そのベース回路に位相を180度ずらしたXNUMXつの制御パルス列を与えることで容易に解消できます。 この場合、同じ抵抗値の基本的な電流制限抵抗が XNUMX つ必要になります。 これらの抵抗の値は、電圧 Upit、最大許容コレクタ電流 (Ikmax)、およびベース電流の静的伝達係数 h21e を考慮して決定されます。 図3に示すように、制御信号発生器の許容流れる電流の値をさらに考慮する必要がある。 ベース抵抗の値を正しく選択すると、トランジスタ (特に起動時) および制御信号発生器 (すべてのモード) の電流過負荷の可能性が排除されます。 これは、アナログスイッチに組み込まれたコンバータ(図2参照)と比較したトランジスタベースのコンバータの利点であり、過電流に対する保護は、電流制限抵抗R1を導入することによって負荷特性を低下させることによって実現されます。 両方の PNP トランジスタを流れる電流が制限されているため、最大許容負荷電流 IH max を決定するときに、指定されたトランジスタを流れる最大電流で動作することが可能です。 さらに、スイッチング トランジスタは飽和モードで動作できるため、放電回路の損失を無視し、出力電圧をより正確な関係式で表すことができます。 |-Uout| =Upit - 2Upr.d. [3] の回路の 1006 つに従って KR1VI2 アナログ タイマーを制御パルス発生器として使用すると、相補型トランジスタ (図 XNUMX) に基づくコンバータの電流能力を大幅に向上させることができます。 n-p-n トランジスタのエミッタフォロワを使用して電流制御信号を増幅することもできます。 この場合、このコンバータの負荷特性は、pnp トランジスタで組み立てられたものと同じになります。 私の意見では、最も興味深いのは、両方のスイッチの機能を実行する KR1006VI1 タイマー (図 4) にコンバータを構築するオプションです。タイマーはシュミット トリガー回路に従って接続されています [2]。 タイマー出力の 3 つ (ピン 100) では、最大 200 mA (パルスあたり XNUMX mA) の電流の流入および流出が可能です。 タイマーを制御するには、結合された R 入力と S 入力に適用される単一の低電力パルス列が必要です。 電流制限抵抗は必要ありません。 コンバータに 5 つのダイオードの極性を導入することにより、トランジスタを 1 つだけ備えたさらに単純なコンバータを構築することが可能になります (図 1)。 ここでのプロトタイプは、図の図によるノードです。 図1では、スイッチS1が抵抗器R1に置き換えられ、S2がトランジスタVT1に置き換えられている。 トランジスタが閉じると、コンデンサ C1 は抵抗 R1 とダイオード VD1 を介して充電され、トランジスタが開くとすぐに、このコンデンサはダイオード VD2 を介してコンデンサ C2 に放電されます。 シンプルなため、効率が低く、現在の機能も非常に控えめです。 トランジスタ VT1 が開いているとき、コンデンサ C1 の放電電流とともに、Upit/R1 に等しく、負荷電流よりも大幅に大きい無駄な電流も電源から流れます。 ただし、効率が重要な要素ではない場合、このコンバータは最大数ミリアンペアの出力電流の低電力電源で使用できます。 考慮された極性コンバータの最適な動作周波数について少し説明します。 キャパシタンス C2 に関する上記の式から、周波数が高いほど、必要な出力電流を供給するために必要なキャパシタンスが小さくなるということがわかります。 ここでの制限周波数は、主にコンデンサとスイッチなどの要素の周波数特性によって決まります。 図の図に従ってデバイスに最適です。 図 3 と図 4 では、比較的大きな負荷電流値が得られる可能性に基づいて、酸化物コンデンサを使用できるため、周波数は 10 ~ 20 kHz の範囲内で考慮する必要があります。 また、アナログスイッチを備えたそれほど強力ではないコンバータでは、小型の高周波コンデンサを使用して周波数をほぼ 100 kHz まで高めることができます。 1つのトランジスタにスイッチを備えたコンバータの周波数の上限は、それらのオンとオフの時間の違いにより必然的に貫通電流が発生し、周波数が増加すると動的損失が急激に増加するという事実によっても制限されます。 。 したがって、周波数の増加に伴ってコンデンサ C2 および CXNUMX の静電容量を低減し、非酸化物コンデンサに切り替えることは、必ずしもプラスの効果をもたらすとは限りません。 しかし、適用されるスイッチの定格電流値まで電流能力を高める際の主な障害は、当然のことながら、充放電回路の直列抵抗 rn です。 これが、スイッチ自体が許容する電流値よりも大幅に低い電流値で、アナログスイッチ(特に[1]のようにXNUMXつのスイッチを備えたスイッチ)のコンバータの出力電圧が急激に低下する理由であると考えています。 この点に関して、図の図のコンバータは次のようになります。 3 と 4 は、ほぼ XNUMX 倍低い抵抗 rn と比べて遜色ありません。 結論として、制御パルスのデューティ サイクル Q が 1 を超える場合、コンデンサ C2 と C0,5 の静電容量の計算値は XNUMXQ 倍に増加する必要があることに注意してください。 文学
著者: E. Muradkhanyan、エレバン、アルメニア 他の記事も見る セクション アマチュア無線デザイナー. 読み書き 有用な この記事へのコメント. 科学技術の最新ニュース、新しい電子機器: 光信号を制御および操作する新しい方法
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