周期信号の位相シフトの形成。スキーム、説明

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周期信号の位相シフトの形成。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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無線電子機器を設計する場合、パルス周期信号の時間シフトと位相シフトを生成することが必要になる場合があります。タイムシフトは非常に簡単に取得できます (待機マルチバイブレーター、微分回路、または遅延線を使用)。位相シフトの場合、この場合、遅延時間が入力周波数の逆関数であるため、状況はさらに複雑になります。

記事の著者は、ここで生じる困難とそれを克服する方法について話し、仕事の結果を使用する実践的な例を示しています。

位相シフトを形成するには、デジタル方式が最もよく使用されますが、スイッチングの複雑さ、補助発電機の使用、調整手順、必要な電子素子の数が多いなどの欠点があります [1]。

位相シフトを形成する他の方法は、アマチュア無線の文献では十分に取り上げられていません。多くの場合、位相遅延の代わりに周波数補正を伴う時間遅延が使用されますが、これにより位相応答の大幅な非線形性が生じたり、デバイスの動作周波数帯域が狭くなったりします。一方、アナログデジタル回路により、広い周波数範囲で許容可能な位相シフトパラメータを取得する簡単な手段が可能になります。

読者の注目を集めた位相ユニット (図 1、a) は、D または RS トリガーで作成され、補助発電機の使用を必要としません。これにより、広い周波数範囲でパルスシーケンスドロップの 1 つに対する位相シフトを取得するという主な問題が解決されます。正の差の場合、トリガ DDXNUMX の入力 C または R は独立して使用できます (任意のデューティサイクルの信号を入力 C に適用し、微分回路を介して短いパルスを入力 R に適用することによって)。入力信号を反転すると、負のドロップに対する位相シフトを実装できます。

周期信号の位相シフトの形成

入力CまたはRの正の差により、DD1はゼロ状態に切り替わり、積分コンデンサC2は、電流発生器G1からのトリガの反転出力を通じて線形に充電され始めます。入力 S の電圧がしきい値 (CMOS ロジックの場合、しきい値電圧 Uthr は Upit / 2 にほぼ等しい) に達するとすぐに、トリガーが単一状態に切り替わり、次の正の降下が到着するまで、コンデンサ C2 が放電されます。電流発生器 G2 からの反転トリガー出力を介して。放電の深さ、したがって出力パルスの持続時間を決定するその後の充電時間は、電流 I2 に正比例し、周波数に反比例します。

コンデンサ C2 の再充電曲線 (図 2、b のグラフ UC1) の類似性から、角度単位 (位相) で表される出力パルス Uout のシフトは入力周波数に依存しないことがわかります。、ただし、電流値I1とI2の比率に基づいています。出力位相は、発電機の 1 つの電流を変更することで調整でき、条件 I2>I2 が確実に満たされるようにします。この場合、コンデンサ C180 は即座に充電できないため、最小角度は常に XNUMX より大きくなり、最大角度は XNUMX 度より若干小さくなります。 (この値に近づくと、ノードは振動モードになります)。指定された位相シフトは動作周波数範囲内で安定しており、周波数が急激に変化しても、短い過渡プロセスの後に復元されます。

入力信号の周波数が増加すると、コンデンサ C2 の可変成分の振幅が減少し、ある瞬間からトリガーが入力 S でのスイッチングを停止しますが、これが制限要因となります。内部トリガの入力に高感度の入力コンパレータを備えた積分タイマ KR1006VI1 を使用すると、周波数間隔が 2 倍以上に拡張され、ほとんどの場合、電流発生器の抵抗を変更することで電流発生器を抵抗に置き換えることが可能になります。デバイスによって生成される位相シフトを制御することが可能です (図 XNUMX)。

周期信号の位相シフトの形成

このノードの主なパラメータは次のとおりです。スムーズな位相制御の限界 -

周波数間隔 - 指定された位相が変化しない入力周波数変化の限界 - 2 オクターブまたは XNUMX 年を超え、低い周波数はコンデンサ CXNUMX の静電容量に反比例し、XNUMX 分の XNUMX ヘルツや XNUMX 分の XNUMX ヘルツに達することがあります。、従来のリラクサーと同様に、上部周波数 - 最大数百キロヘルツ。

特定の位相シフトに対する抵抗定格の比率を選択するには (図 1 を参照)、次の式を使用できます。

ここで、K=Upit/Uthr (CMOS ロジック K=2 の場合)、抵抗器の抵抗値とトリガーの入力 S のしきい値電圧の既知の比から位相シフトを決定するには、次の式を使用します。

低い入力周波数は、次の式から概算されます。

タイマ KR1006VI1 の位相ノードの計算には、コンデンサ C2 が直列接続された抵抗 R2 および R3 を介して充電され、抵抗 R2 を介して放電され、入力 S がここで反転しているという事実により、いくつかの違いがあります。この場合のコンデンサの電圧のグラフは、図のUC2のグラフとは逆になります。 1b. したがって、しきい値電圧の値は共通線からではなく、電源電圧から測定する必要があります。検討中のケースでは、Upor=2Upit/3、つまり K=1,5 です。この場合、式 (2) は次のようになります。

ほとんどの場合、抵抗器 R2 の抵抗値は 100 kΩ に等しくなります。角度を度で測定する必要がある場合、すべての式で数値 pi が 180 度に置き換えられます。説明した位相アセンブリ (図 2) を使用すると、他の方法では実装が難しいデバイスを最小限のコストで作成することができます。したがって、たとえば図では、図３ａは、出力において蛇行形状の信号を提供する任意のデューティサイクル信号用の周波数逓倍器の図を示す。ダブラーでは、まず最大 3 度までの順次位相シフトが行われます。ノード A270 ～ A1 に接続され、その後、中間信号がモジュロ 3 要素 D2 の排他的論理和で合計されます。ここでの EXCLUSIVE OR 要素の使用はオプションです。より一般的な NAND 要素で十分です。信号図は同じままです。図のグラフ。図３ｂは装置の動作を示す。スタンバイマルチバイブレータ [1] 上に構築された同様のデバイスは、要素定格の調整が必要な 3 つの周波数のみで同様の結果を提供します。

周期信号の位相シフトの形成

三相電圧を形成するには、通常、出力に適切な位相シフトを提供する 3 倍周波数用の方形波発生器と 1 による分周器で構成されるユニットが使用されます。場合によっては、2 つの移相ノード A4、A120 (図 XNUMX) を使用して周波数を逓倍し、XNUMX 度の遅延を与えて三相電圧を取得する方が便利です。

周期信号の位相シフトの形成

1 番目のサイクルは論理要素 D4 を形成します。ディストリビュータは、三相可変速モータに電力を供給したり、信号を切り替えるときに XNUMX チャネルマルチプレクサを制御したりするために使用できます。出力パルスの形状を図に示します。 XNUMXb.

他の例としては、接触トランジスタ点火システムを備えた自動車エンジンの点火時期調整器があります。このようなレギュレータを使用すると、運転モードを直接キャブから変更するときにエンジン点火システムの動作を修正できます[3]。提案されたデバイス（図5、a）は、インパルスを遮断器の接点S1から点火システムに伝達し、位相ユニットを使用して所定の角度でインパルスを遅延させるための直接チャネルで構成されています。論理要素 D1 にパルスシーケンスを追加すると、調整可能な火花形成の瞬間と点火コイルの一次巻線でのほぼ一定の持続時間のエネルギー蓄積を特徴とする出力信号が得られます。

周期信号の位相シフトの形成

文学

Biryukov A. デジタルオクタンコレクター。 - ラジオ、1987 年、No. 10、p。 34 - 37。
Shifrin A. パルス信号の周波数を 1992 倍にする。 - ラジオ、12 年、第 32 号、p. XNUMX.
Bespalov V. OZ 角度補正器。 - ラジオ、1988 年、第 5 号、p. 17、18。

著者: S. Vychukzhanin、サンクトペテルブルク

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