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無線電子工学および電気工学の百科事典 クラスEAアンプ（スーパーA、ノンスイッチング）。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / トランジスタパワーアンプ (XNUMX つのオプション) 詳細な説明は、操作と製造の原理を研究するために与えられます。 このオーディオパワーアンプは、次の条件で設計されています。
どのように動作します 当初、この UMZCH (図 1) は、増幅器の非線形歪みを研究するためのプロトタイプとして開発されました。 入力段には「ステップ」歪みがまったくあってはならない。 このために最も適したカスケードは、+ 電源と - 電源 (VT1、VT2) の間に並列に接続されたもので、「並列」という名前が付けられています。 エミッタ VT1(VT2) は、VT5(VT6) のトルクと閉鎖特性を調整できるようにするために、負の入力電圧より低い電位に接続されました (モード A、EA、AB、B)。 そこで、すでに形成されている並列 (複合) カスケードにフィードバック電圧 (FV) をエミッタ VT1、VT2 から R5 (R6) まで供給して、エミッタ VT1 (VT2) の電位を下げ、シャープな電圧の発生を防ぐというアイデアが生まれました。 VT5 (VT6) の開閉により、EA モードで静止電流が生成されます。 研究結果は、出力電流のオシログラムにまとめられています(図2)。ここで、(1)は負荷の電流、+IはVT5の電流、-IはVT6の電流です。 モードは、歪みの出現のしきい値を決定するために意図的に設定されました。 ポイント 2 - モード B の「ステップ」タイプの歪み。VT5 が急激に閉じ、VT6 がまだ開いていないとき。 ポイント 2 では、信号内に異なる周波数が存在する場合、または 3 つの周波数が同時にアンプ入力に印加された場合に、信号バーストが発生する可能性があります。 このような PA は高調波係数が大きく、その HF はシューという音を伴う耳障りなサウンドになり、正弦波の立ち上がりと立ち下がりの傾きが大きくなります。 小さな信号ではトランジスタがゆっくりと開き、その後急激に開き、信号が歪みます。 正しい軌道はライン 3 です。ライン 2 (半周期) に対して正弦波 (周期) が形成されていることがわかります。これは、周波数が XNUMX 倍の倍音 (ブーイング音) を意味します。 モード B 強調では、エリア XNUMX が輝度ポイントに変化してから消えます。 さらに、非線形歪みを調べたところ、反対側のアームが信号に対して不釣り合いに閉じる (鋭すぎる) と、静止電流が大きいモード A でも、波形歪みと高調波係数の増加 (ポイント 4) が発生することが明らかになりました。これにより、負荷の現在の増加が加速されます。 そのような心の音は、ゴムボールを打つときのように、金属的な反響とともに響き渡るでしょう。 このため、パラメータが高く、自己消費電流が大きい一部のアンプは、回路的に単純なアンプよりもサウンドが悪く、自然なサウンドが劣っていました。 モード A では、自己消費電流がしっかりと安定している場合 (この場合は 250 mA、破線)、点 5 で急激なブレークが発生し、この点で開く下アーム (4) の特性の直線性にすぐに影響します。一瞬。 ポイント 4 では、出力信号のブレークとバーストが可能です。 これは、重要なのはトランジスタの静止電流ではなく、スムーズな (有効な信号の形状に可能な限り近い) 開閉であることを意味します。 これにより、ソース [1] の正確性が完全に確認され、この PA で経済モード A (EA) を適用できるようになります (Io、図 7 の 8 行目と 2 行目)。 このモードは、スーパー A、または非スイッチング (スイッチングなし) [1] とも呼ばれますが、EA という名前の方が真実に近いです。 実際のところ、EA はパラメーターを劣化させることなく (音質を向上させて) 自己消費電流を動的に減少させます。これにより、貫通電流が減少することで出力トランジスタの加熱が減少し、アンプの効率と効率が向上します。
アンプの動作原理 （図3） 入力信号はオペアンプの非反転入力に適用され、8V に増幅されます。 オペアンプの出力からR8を介して、信号はベースVT3、VT4に供給されます。 エミッタ VT3 と VT4 は安定化された電圧源に接続されており、オペアンプの電源も安定化されているため、コレクタ電流 VT3 と VT4 は信号レベルのみに依存し、電源電圧にはほとんど依存しません。 実はVT3(VT4)はVT5(VT6)の制御電流発生器なので、VT5のコレクタ電流に対するUpitの影響も弱まります。 そして、電流 VT11 は、コレクタ電流 VT5 に依存します。 これは、アンプでは、フィードバックがなくても電源電圧による有用な信号の変調がなく、特に低周波数での音質が安定化電源を備えたアンプと同じであることを意味します。 電力低下は、出力電圧が電源電圧に近い最大電力でのみ顕著になります。 トランジスタ VT3 と VT5 (VT4 と VT6) は複合カスケードを構成し、ゲインを決定する分周器が導入されています。 このような組み合わせにより、負帰還信号 (NFB) を R3 (R4) を介して VT27 (VT28) エミッター回路に直接適用することが可能になり、同時に EA の出力段の動作を簡単に形成することができます。モードで、高いスルーレートとゲインで高い直線性が得られます。 OOS 電圧がエミッタ VT3 (VT4) に印加され、その急激な閉鎖を防ぎます。 最大信号レベル (osc.6) での電流カットオフ動作時でも、出力トランジスタは事前にスムーズに開き、低信号レベル (高調波の発生に最も適した領域) で歪みを発生しません。 増幅器のトランジスタ部分のゲインは、比 R27/R17 (R28/R18)+1 に等しくなります。 アンプ全体のゲインは、R5/R3+1 の比率に等しくなります。 アンプの感度は、R3 を選択することによって設定されます。 アンプの動作モードを選択する UMZCHを開発およびテストするときの主なタスクは、最小限の加熱で最大の品質を達成することです。 増幅器は、A から B までのすべてのモードでテストされました (図 2、発振器 6、7、8)。 この PA では、モード B は実際には存在しません.上側電流のカットオフ (ライン 6) は、2A を超える下側電流で発生します。 ABモード、EA原理による上昇下降の形成のみ。 osc.7 の静止電流の形は理想化されており、実際にはモード A であることに注意する必要があります。効率が不当に低く、暖房はモード A とほとんど変わりませんが、音には目立った改善はありません。 逆に、（著者によると）サウンドが滑らかになりすぎて、いくつかの曲で高音が失われました。 経済的な観点から、最も理想的なのは osc.9 モードで、最大信号で静止電流が 0 になります。 電流形状は、最大効率 (osc. 8、40 mA、カットオフなし) で実験的に決定され、アンプの最初のバージョンが作成されました。 次に、ローカルOOSを増やすことで、入力トランジスタの電流の動的増加を増やすことが可能になり、高調波を半分に減らしました。 音質が向上しました。 同時に、EAモードで電流を直線部に持ってくると、電流カットオフの有無（オシレーター6と8）の違いがなくなることがわかりました。 音はほとんど変わりません。 これが、2番目以降のオプションが作成された方法です。 もちろん、自己消費電流特性のファミリ (図 13) は、誰でも自分の裁量で選択できます。 残留電流（カットオフなしの動作）を増やすには、R14-R360を340 ... 16オームに減らし、R7を使用して定数成分を増やす必要があります。 静止電流を osc.11 の形にするためには、R12-R5,6 を 5,1 ... XNUMXk に減らす必要があります。 (出力トランジスタを無効にして変更する必要があります。) アンプの最初のバージョン そのスキームは、図に示されているものと完全に同じです。 以下のものとは定格 R3-R13=14 オーム、R360-R27=28k のみが異なります。 静止電流の形式は osc.4,3 です。 アンプの XNUMX 番目のバージョン (図 3) は、VT3 ～ VT4 の動作モードを変更し、より深い EA モード (静止電流のよりスムーズな上昇/下降を意味する) を導入することで、最初のものとは異なります。 R13-R14 の動的電流増加が増加し、その定数成分が減少しました (R15-R16)。 音質の向上に加えて、これにより熱補償の効率が向上しました。 より深い EA モードでは、響きのある音色 (奇数倍音) のレベルが大幅に低下し、サウンドの音色の色付けがほぼ完全に除去されました。 アンプのゼロ出力インピーダンスと組み合わせることで、あらゆるスピーカーのサウンドが非常に高品質になります。 オペアンプの正しい選択、ゲインによるトランジスタの選択、肩対称の素子定格により、高調波係数は 0,0006 kHz で 1% 以下、0,002 kHz の周波数で 20% 以下です。 静止電流の形式は osc.6 (0 ～ 5 mA) です。 アンプの XNUMX 番目のバージョン （図4） パラメータをさらに改善する方法は、要素ベースの機能に続きます。 周波数、出力電圧、電流が増加すると、オペアンプの歪みが増加することが知られています。 2 つのオペアンプですべての高いパラメータを実現することは困難です。 この状況から抜け出す方法は、負荷容量の高いオペアンプからのバッファ カスケードを使用することです。 4つのオペアンプの複合接続。 最初のオペアンプの出力電圧はすぐに XNUMX ～ XNUMX 倍に減少し、高調波係数はほぼ同じ量だけ減少し、XNUMX 番目の (バッファ) オペアンプのゲインは半分になります。 第 XNUMX 段として、入力に電界効果トランジスタを備え、Kg が非常に低く、可聴範囲を超える最初のポールを備えたオペアンプを使用し、XNUMX 番目の段として TOS を備えたオペアンプを使用するのが最適です。出力電圧と負荷容量のスルーレートが非常に高くなります。 高周波 TOC オペアンプは可聴範囲での歪みが非常に低くなります。 トランジスタ特性のゲインと線形性はコレクタ電流に依存することも知られています。 電流変化の範囲が小さいほど、歪みは小さくなります。 出力は、出力段でペアのトランジスタを使用します。 これに基づいて、アンプの 0,0005 番目のバージョンが開発されました。 アームの対称性のためにオペアンプ、トランジスタのゲイン、素子の値を正しく選択すると、1 kHz で 0,001% 以下、全体で XNUMX 以下の高調波係数を達成することが可能です。周波数とパワー範囲。
XNUMX 番目のアンプ オプション その違いは、端子前段に安定化電源を使用すること、FF オペアンプを使用すること、および SMD コンポーネント (表面実装) にプリント回路基板を組み立てることができることです。これにより、寸法が大幅に縮小されます。 図に示されているトランジスタのSMDアナログを選択する必要があります。 前述のように、このアンプの音質と出力電圧レベルは、電源電圧の低下やリップルに依存しません。 この場合、プリターミナル段の安定化電源を使用すると、出力トランジスタの自己消費電流が主電源電圧の大きな変化から独立するだけになり、メーカーの要求に応じて適用できます。 コンポーネントの番号付けは、オプション 1 および 2 に従って残されます。
XNUMX 番目のアンプ オプション 最終段に複合トランジスタを使用することで、回路とアンプの設定を簡素化することができました。これは、初心者や経験の浅いラジオアマチュアにとって重要です。 寸法を大幅に縮小することで、統合されたUMZCHと寸法で競合し、より高いパラメータを持つことができます。 同時に、低周波数でのゲインの線形性は UMZCH マイクロ回路よりも大きく、出力電圧は比較的低い電源電圧で大きくなり、電源電圧の低下に影響されません。これは、小型の電源にとって特に重要です。 1 チャンネル バージョンの図を下の図に示します。 この場合、OU と電圧調整器 VT2-VTXNUMX は共通です。
増幅器オプション 5 では、調整はほとんどまたはまったく必要ありません。 最終的には、電源電圧をチェックし、出力に定電圧が存在しないことを確認し、加熱された最大出力トランジスタで必要な静止電流を設定します。 温度による自己消費電流のドリフトは、電流ゲインが低いため、オプション 2 よりも小さくなりますが、複合トランジスタの電圧ゲインが大きいため、過剰な増幅と信号のクリッピングが発生する可能性があり、スピーカーには常に役立つとは限りません。 したがって、強力なスピーカーであっても、R19-R20 は 0,075 オーム未満にしないでください。 必要に応じて、オプション 2 から熱制御と電流保護を追加できます。0,075 オームの抵抗を測定するのが難しい場合は、1 つの方法で状況から抜け出すことができます。 0,15) 0,3 つの 2 オーム抵抗器または 0,51 つの 1 オーム抵抗器を並列に接続します。 5) コンスタンタン線またはニクロム線の抵抗を測定し (たとえば、0,008 オーム、XNUMX% の線抵抗を分解して)、まっすぐにし、長さに沿って正確に均等に分割して、目的の抵抗値を取得します。 アスピリン錠剤のセグメントの端を錫メッキし、アルコールで拭くことをお勧めします。 ニクロムのまっすぐな部分にはインダクタンスがなく、ジャンパーまたはブラケットの形でボードにはんだ付けできます。 XNUMX番目のオプションのアンプの高調波係数は測定されていませんが、主観的には、周波数と出力の範囲全体でXNUMX％以下です。 図の例として図１２〜１３は、２チャンネル増幅器のプリント回路基板を示す。 使用されている出力トランジスタは、TO-12 パッケージの TIP13T/TIP142T であり、TO-147R パッケージの TIP220/TIP142 よりもサイズが小さいです。 振動のあるマルチメディア スピーカーに組み込まれる場合、R147 ～ R3 は 13 つの定数 14...92k に置き換えられます。 小型バージョンでは、小型ラジエーターでは、低温ラジエーターの静止電流が 100 ～ 5 mA であり、ウォームアップ時に 10 ～ 40 mA を超えないようなサイズを選択する必要があります。 このモードは AB+EA として分類できます。 コンデンサ C60 は小型セラミックコンデンサ、C1 は無極性電解コンデンサです。 アンプのパラメータ 使用するOSの種類に完全に依存. 120 番目のオプションのアンプの最大可能正弦波出力電力は 4 W ですが、35 オームの負荷と +/-11 V を超える電源電圧では、VT12、VT33 (R34、R4) の電流を制限する必要があります。そうしないと、出力トランジスタでの消費電力が最大許容値を超えてしまいます。 35 オームの負荷のみを適用する場合、電源電圧を +/-8V 以上に上げる必要はありません。 確かに、これにより 6 オーム負荷での出力電力が低下します。 著者によると、8〜4オームの抵抗を持つスピーカーはより自然なサウンドを持ち、1オームのインピーダンスを持つスピーカーはより大きな出力とダイナミクスを持っています。 アンプの周波数応答は、直流 (C200 なし) から 2 kHz (C6、C200 なし) まで線形で、振幅は 1 kHz から 1 MHz まで滑らかに減少します。 周波数 1 kHz で振幅変調された周波数 1 MHz の信号が増幅器の入力に印加されると、中波受信機で受信されました。 定電圧が PA 入力 (C0 なし) に 1 から 10V まで 0mV ステップで印加され、出力電圧は 30 から XNUMXV まで完全に直線的に増加しました。 このアンプは高精度の DC アンプのように動作し、ゲインの線形性が高く、その結果、高調波歪みが低く、サウンドの忠実度が高いことがわかります。 増幅器は、2 オームの抵抗負荷で周波数 6 kHz の矩形パルスでテストされました。 この場合、30 V/μs の出力電圧スルー レートが得られ、矩形パルスのソースによってのみ制限され、信号形状の歪みやスパイクは観察されませんでした。 定格出力電圧＝Upit.-5V アンプの最大出力電圧＝Upit.-3V バイポーラ安定化電源で電源電圧を下げると、電源が値 Uout + 5V に達するまで出力信号の振幅は減少せず、Upit = Uout + 3V のとき、出力信号は徐々に制限されます。 アンプの出力インピーダンス = 0。アンプは、最大 100mV の可変コンポーネントを備えた電源のバックグラウンドに敏感ではありません。 供給電圧範囲 - +/- 25 から +/-40V。 歪みは、セットに含まれる 3 つの G118-20 発生器とノッチ フィルターを使用して測定されました。 20 Hz から 1 kHz までの信号が入力に加えられたときの全非線形歪みのレベルは、[8] (図 1) で与えられたものよりも低く、S65-0,2A オシロスコープの干渉レベルでした。それ自体 (0,3V の出力電圧で 32 ... 0,002 mV)、これは高調波係数が 2% 以下であることを意味します。 同じことは、コンピューターのスペクトラムアナライザーによる測定でも示されました。 しかし同時に、主な目標は条件 150 を満たすことでした。アンプはテストされ、高品質のヒートシンクを使用して Io = XNUMX mA で動作しました。 部品点数は比較的多いにもかかわらず、アンプ自体は超小型回路と 6 つのトランジスタ (VT3、VT4、VT5、VT6、VT11、VT12) で構成されています。 VT1 および VT2 - 電圧安定器 +/- 15 V。 VT7、VT8 - 出力トランジスタの静止電流の熱補償ユニット。 VT9、VT10 - 最大電流リミッター (6A)。 VT1、VT2、VT9、VT10、VD1、VD2、R9、R10、R19-R20、R33、R34、別個の安定化電源 +/- 15 V が存在し、出力電力が減少した場合 (Upit.= +/- 25V、Pout 50W）を図から除外して、簡易型の小型PAを製作することも可能です。 温度補償装置 トランジスタ（特にVT3-VT4）がウォームアップして電源電圧が変化すると、アンプの静止電流が大幅に変化する可能性があるため、VT7-VT8トランジスタの動作点を正確に選択する必要があることに注意してください（変化するための補償器温度と電源電圧からの自己消費電流)。 同時に、+/- 20 mA 以内の静止電流の局所的な変動は、アンプのパラメータには影響しません。 UMZCH の熱モードの研究の後、著者は次の結論に達しました。したがって、できるだけ多くのステージのモードを制御することが望ましいです。 1. 各出力トランジスタを絶縁ガスケットなしで個別のラジエータに配置し、その温度を制御することが望ましいです。 温度補償装置は次のように機能します。 電流発生器であるトランジスタ VT7 は、マイカ ガスケットを介して VT11 ラジエータに取り付けられています。 (VT8 ラジエーターの VT12)。 ラジエータが加熱されると、電流 VT7 が増加し、R23 (R24) を介してエミッタ回路 VT3 (VT4) に供給され、それをカバーします。 出力トランジスタの電流を制限するための信号もここで供給されます。 抵抗器 R21-R22 を選択することにより、アンプのさまざまな温度条件を設定できます。 モード 1 の実線 (R21、R22 = 100 オームの値) では、静止電流は 65 ～ 70 度まで安定し、その後 0 まで急激に減少します。 モード 2 (R21、R22 = 68 オーム) )、静止電流は温度に比例して減少します。 デバイスは設定温度を維持します。 モード 3 (R21、R22 = 150 オーム) では、温度が上昇しても静止電流は増加しませんが、トランジスタの発熱を軽減するために減少することはありません (デバイスは所定の電流に耐えることができます)。 アンプの電源電圧を +/-25 から +/- 40V に変更する場合、R29 ～ R30 のオフセットが 25 ～ 26 V になるように R0,41 ～ R0,432 の値を選択する必要があります。R29 ～ R30 の値は計算されます。式によると、R29 (R30)、kOhm = Upit。 /0,432 - 1k。 出力トランジスタが意図的に小さな面積のラジエーターに再取り付けされたとき、熱補償デバイスは再構築され、指定された熱条件に耐えました。 電力ドローダウンに対する感度が低いことと相まって、これにより、このPAを既存の機器に統合することが可能になり、電源トランスの電力が不足している場合（たとえば、「Vega 50U-122S」）、または\ラジエーター（音楽センター）。 もちろん、マイクロ回路上に超音波周波数を組み立てることは可能ですが、（著者によると）それらは個別の要素上のPAと同じ音質を持っていません. 詳細と構造 アンプでは、出力電圧のスルーレートが少なくとも 50 V/μs で、高調波と自己ノイズのレベルが低く、入力に電界効果トランジスタを備えたオペアンプを使用するのが最適です。 トランジスタ VT3、VT4 は、ゲインが可能な限り高く、ノイズ レベルが低く、コレクタ電流の温度依存性が低いものを選択する必要があります。 VT5～VT6には、増幅周波数が高く、コレクタ容量が小さいトランジスタを使用することをお勧めします。 アンプには、国産のKR574UD1オペアンプとゲイン係数130〜150のトランジスタを使用して、既存のアンプ（Amphitonなど）を同じ部品から作り直すことがかなり可能です。 この場合、すべてのトランジスタの最大許容電圧は少なくとも 80V でなければなりません。 必要な Uout に応じて、(R5/R5)+3=Uout/Uin の条件を観察しながら抵抗 R1 を変更する必要があります。 他の出力トランジスタ (電界効果トランジスタまたは並列接続時) を使用する場合、VT31 ～ VT32 をオンにした R0,55 エンジンの中間位置でのそれらの両端の電圧降下 16 V に基づいて抵抗 R11 ～ R12 を選択する必要がある場合があります。オフ。 著者の計算によると、この回路に基づいて、出力電圧 80 ～ 100 V の PA を構築することが可能です (アンプは電源電圧に近い出力電圧を生成できます)。 反対側のアームの相補ペア (VT3 - VT4、VT5 - VT6 など) のゲインの差は 5% を超えてはなりません。 上部脚と下部脚の対称的に配置された抵抗器も、5% の許容差で選択されます。 これは、出力信号の対称性と非線形歪みの回避に必要な条件です。 抵抗 R33 ～ R34 は、それぞれが並列に接続され、上下に配置された 0,2 オーム 2W の 33 つの抵抗で構成されます。 R34、R1は誘導なしで使用する必要があります。 ツイスト線抵抗器は使用しないでください。 コイル L35 は抵抗器 R2 に巻かれており、0,8 層の 1 PEL ワイヤが含まれており、ワニスまたは接着剤が含浸されています。 出力基板にはL9、C36、R5が実装されています。 ラジエーターの表面積 VT6 - VT30 は少なくとも 1 cm、VT2 -VT1 -2..60 cm の小型バージョンのアンプは、厚さのフォイル PCB で作られた 65x1,5 mm の基板に取り付けることができます。 6 mm (図 7、図 XNUMX)。 ボードのサイズを変更する必要がある場合は、グリッドに沿って移動できます。 すべてのトラックはハンダで錫メッキされています。 電源回路と負荷の通電経路は、XNUMX 本の銅線を敷いた厚いはんだ層で錫めっきされています。 ラジエーターに取り付けられるすべてのトランジスタでは、熱伝導性ペーストの使用が必須であり、熱センサー トランジスタでは、ガスケットはマイカで作られている必要があります。 C1 と C3-C4 には、無極性の電解コンデンサを使用するのが最適です。
オプション 5 デュアルアンプボード
ハンダ付け側から見た図。 サイズ 55x60mm。 アンプの 8 番目と 9 番目のバージョンは、ユニバーサル基板上に組み立てることができます (図 1、図 8)。 ピン 1 ～ 5 または 8 ～ 5 の間でオペアンプのバランスを取る場合、ジャンパはピン 6 または 15 のポイント X に配置されます。オペアンプの全体的な不均衡を回避するには、ジャンパが信頼できるものでなければなりません。 オペアンプのタイプに応じて、抵抗 R2 をボード上の + および - 2V ポイントに切り替えるか、ジャンパを配置することができます。 オペアンプ DA8 を使用しない場合は、トラックをポイント X6 でカットする必要があります。 2 つのオペアンプを使用する場合、抵抗 RXNUMX は DAXNUMX のピン XNUMX に切り替わります。 アンプのセットアップ 正しいインストールを確認したら、次のことを行う必要があります。
AC保護ユニット 緊急時にスピーカーに直流電流が流れるとコイルが焼損するため、スピーカー保護の使用は強力なアンプの前提条件です。 保護ユニット (図 10) は次のように機能します。
供給電圧範囲:........+/-20…+/-60V
電源が投入されると、コンデンサ C3 が充電を開始します (電源から R7-R8 を介して)。 1秒後その電圧がVT3を開くのに十分な値に達すると、VT4が開き、リレーがスピーカーをアンプに接点で接続します。 PAの通常動作中、その出力からの交流電圧はC1-C2を充電する時間がなく、緊急時には、アンプ出力からの定電圧がVT1またはVT2（極性に応じて）、C3の電圧を開きます減少し、リレーが AC をオフにします。 大音量で保護の誤警報が発生した場合は、静電容量 C1-C2 を増やす必要があります。 AC 保護ユニットのプリント回路基板の図面を図 11 に示します。 12 と 1. チャンネルごとに個別のスピーカー保護ユニットを使用することをお勧めします。 リレー (U P1) は、電源がオフになったときにリレー PXNUMX が最初にオフになるように、アンプ自体よりも小さいパワー フィルター キャパシタンスを持つソースから電力を供給される必要があります。 リレーは、可能な限り最大の接触面積とばね力で使用する必要があります。 ミニチュアリレー（特にリードリレー）では、接点が焼損したり、緊急時にオフにできなくなったりする場合があります。
文学 1.ユ・ミトロファノフ。 UMZCHのEA。 ラジオ第5,1986号、XNUMX年
著者: ライコフ A.V. (alexandr.laykov@rambler.ru); 出版物: cxem.net
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