|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
無線電子工学および電気工学の百科事典 徹底した環境保護を備えた超リニア UMZCH。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / トランジスタパワーアンプ 国産部品を使用して、どのブランドのアンプとも競合できるアンプを作成することは可能でしょうか? 公開された記事の著者は、この質問に肯定的に答えました。 さらに、UMZCH ではバイポーラ トランジスタとオペアンプを使用しました。 国産部品を使用したこの超リニアアンプは深く広帯域のフィードバックを備え、150 オームの負荷に最大 4 W の電力を長期にわたって供給します。 インポートされたコンポーネントを使用すると、8 オーム負荷の電力を 250 W に増やすことができます。 複雑な負荷を処理でき、入力および出力の過負荷保護を備えています。 UMZCH の相互変調歪みは非常に小さいため、著者は無線周波数で相互変調歪みを測定する必要がありました。 著者が開発した設計とプリント基板は、ブロードバンド デバイスの設置を「配線」する方法を学習するためのモデルを提供します。 少し前まで、真に高品質の UMZCH は真空管を使用して作られなければならない、というのがオーディオ愛好家やアマチュア無線家の間での一般的な意見でした。 多くの意見が正当化として表明されています。 しかし、完全に無理のあるものを捨ててしまうと、残るのはXNUMXつだけになります。 まず、真空管アンプによってもたらされる歪みが耳に心地よいです。 第二に、真空管アンプの非線形性は「滑らか」になり、生成される相互変調積が大幅に少なくなります。 どちらも実践によって確認されていると言わなければなりません。 さらに、特別な音響処理装置であるエキサイターが長い間存在しており、その動作はスペクトルの高周波部分に偶数次の歪みを導入することに正確に基づいています。 場合によっては、エキサイターを使用することで、第 1 および第 XNUMX のプランの楽器や声の展開を改善し、サウンド ステージにさらに深みを加えることができます。 アンプでも同様の効果が得られ、快適であり、場合によっては役立つ場合もあります。 それにもかかわらず、「良い音の」歪みを導入することは、UMZCH 自体よりもサウンド エンジニアの特権です。 忠実なサウンド再生を実現するには、この観点から、アンプやスピーカーによってもたらされる歪みを除去する努力が必要です。 スピーカーによってもたらされる歪みを軽減するというテーマについては、以前の記事 [XNUMX] で触れられています。 ここでは、出力抵抗の低い「古典的な」UMZCH について説明します。これは、「現在の」出力を備えた UMZCH よりも汎用性が高いためです。 一見すると、今日の最先端技術を使えば、アンプを「透明」に設計することはまったく難しいことではなく、この問題をめぐる議論は誇大宣伝の産物にすぎないように思えるかもしれません。 これは部分的には真実です。非の打ちどころのないUMZCHの大量生産を組織した場合、私の意見では、これらのアンプを製造する業界はしばらくすると販売されなくなります。 これらのラインの作者は、測定機器用の真空管およびトランジスタの精密アンプを開発し、主に外国製のさまざまな機器を修理および構成する必要がありました。 当然のことながら、パラメータが測定され、構造が評価されました。 また、（オーディオ技術の）標準的な方法を使用するだけでなく、特にマルチトーン入力信号を使用して出力信号のスペクトルを分析することにより、より有益な方法も使用します。周波数とほぼ等しい振幅の正弦波が、比較的素な特定のセット（つまり、共通の因数を持たない数）に比例してアンプの入力に供給されます。） 同様の技術は、長距離ケーブル通信技術で使用される増幅器の制御に広く使用されています。これは、増幅器を通過する信号のスペクトルの「非汚染」の要件が非常に厳しいためです（通信では、このような増幅器が数千個直列に接続されます）。線とその歪みが合計されます)。 例として、K-10800 システムのアンプは、約 110 MHz の周波数帯域で相互変調歪みレベルが -60 dB 未満です。 このような特性を得ることが容易ではないことは明らかです。そのようなアンプの開発者の資格は非常に高くなければなりません。 残念なことに、オーディオ会社は、Neve および Amek レコーディング コンソールの設計者である Rupert Neve を除いて、あまり資格のない開発者に満足しているようです。 レコーディングの専門家から熱烈な賞賛を受けた最新の Niva リモコン (9098i) は完全に半導体であり、そのアンプの OOS 深度は非常に大きいことに注意してください。 注目に値するのは、かつて Niv が多くのランプリモコンを開発し、そのほとんどが標準とみなされていたことです。 このように比較対象を持ち、細心の注意を払う筆者は、多くの場合、ほとんどの半導体および真空管 UMZCH の実際の動作品質は、オーディオの標準的な方法を使用した測定結果から得られるものよりもはるかに悪いことが判明するという結論に達しました。装置。 それらの多くは商業的状況の圧力の下で採用されたものであり、現実の生活とはかけ離れていることが知られています。 良い例は、R. Dolby が提案した CCIR/ARM2K 技術を説明した記事の中で提示したノイズ測定方法の要件のリストです。 このリストの 6 番目の項目は、「...商業的受容性: 測定中に得られた数値が既存のものを使用するよりも悪い場合、どのメーカーも新しい技術の使用に同意しません...」です。 R. ドルビーによって提案された、ピーク メーターを平均整流値メーターに置き換えることにより、パラメーターが約 12 dB 改善され、重み付けフィルターの透過係数が半分に減少することで、合計 XNUMX dB の「ゲイン」が得られました。 この技術が多くのメーカーに温かく受け入れられたのも不思議ではありません。 同様の「フェイント」は、非線形歪みを測定するときによく行われます。アンプのデータシートに入力された「周波数範囲 0,005 Hz ～ 20 kHz で THD 20%」という入力は、ほとんどの場合、周波数 1 Hz の信号の高調波のみを意味します。前述の周波数帯域内の 15 kHz は指定値を超えてはなりませんが、たとえば 4 kHz の周波数での歪みについては何も述べられていません。 一部のメーカーは、歪みを測定する際にアンプに負荷を接続する必要はまったくないと考えており、パスポートには次のように細かい文字で記載されています。 ..”。 また、仕様によれば、周波数 0,01 kHz で「THD が 1% 未満」であるアンプが、実際の負荷 (ケーブルとスピーカー システムを使用) で動作すると、次の条件に従って相互変調歪みを示すこともまったく珍しいことではありません。非常に穏やかな SMPTE 規格 (周波数 60 Hz と 7 kHz の 4 つの正弦波信号、それらの振幅の比率は 1:0,4、測定結果は高周波信号の振幅変調の相対的な大きさです) - 低周波) 1...XNUMX% のレベル、場合によってはそれ以上のレベル。 言い換えれば、実際の負荷で動作する場合、適度に高い周波数であっても相互変調歪みは、悪名高い高調波歪み係数よりもはるかに高いことがわかります。 同様の現象は、電圧フィードバックが適用される多くの真空管 UMZCH でよく見られます。 このようなアンプによって増幅されたマルチトーン信号のスペクトルを分析すると、多くの組み合わせ成分が明らかになります。 それらの数と総電力は、入力信号の成分の数が増加するにつれて、ほぼ階乗則に従って、つまり非常に急速に増加します。 耳で音楽を再生すると、これは通常「トランジスタ」と呼ばれる「汚い」「不透明な」音として知覚されます。 さらに、信号レベルに対する歪みレベルの依存性は必ずしも単調であるとは限りません。 有効な信号のレベルが低下しても、歪み積のパワーは低下しないことがあります。 このようなデバイスでは、アンプの特性（高調波歪み、周波数帯域）のパスポートセットが、メーカーの機知以外の何も示していないことは明らかです。 その結果、平均的な消費者は、購入する前に（対照的に比較しながら）普通に聞くことがどういうわけか不可能であるため、自分が「突っ込まれた購入者」の状態に陥ることがよくあります。 もちろん、すべてがそれほど暗いわけではありません。ケースの色、寸法、重量に関しては、ブランドを重視するほぼすべての企業が非の打ちどころのない行動をとります。 これは、市場に注目に値する UMZCH が存在しないという意味では決してありません。それらは少数ではありますが、存在します。 著者が扱う機会があったすべての産業用アンプの中で、古いヤマハ M-2 が最も「正確」であるように思えました（現在日本ではそのようなアンプは製造していません）。 しかし、その価格はかなり高く、4 オーム負荷用に設計されていない上に、その出力トランジスタは仕様の要件に違反して動作します。 アマチュアのものでは、A. Vitushkin と V. Telesnin のアンプが非常に良い印象を残しました [2]。 UMZCH VV [3] よりも明らかに優れた (「より透明な」) 動作をします。 もう 4 つの優れたアンプは、PMI の M. Alexander です [XNUMX]。 ただし、これらのアンプはすべて、実際の歪みレベル、パフォーマンス、再現性の点で、素子ベースの能力を完全に実現しているわけではありません。 これらの理由とエンジニアリングの威信の理由から、この記事の著者は、要素ベース (ロシアと CIS で利用可能なものを含む) の実際の機能を反映する独自のバージョンの UMZCH を開発することを選択しました。簡単に複製できること。 同時に、輸入されたコンポーネントを使用して、さらに優れた機能と出力を備えた「商用」バージョンが開発されました。 開発の主な目標は、高い「パスポート」特性を達成することではなく、実際の動作条件下で可能な限り最高の品質を保証することでした。 回路と設計の最適化の結果、優れたパラメーター値が自動的に取得されました。 提案された UMZCH の主な特徴は広帯域であり、多くの回路および設計手段によって実現されます。 これにより、OOS ループで約 6 ～ 7 MHz のユニティ ゲイン周波数を得ることが可能になりました。これは、他のほとんどの UMZCH 設計よりも 85 桁高い値です。 その結果、オーディオ周波数帯域全体で達成可能な OOS 深さは 25 dB 以上 (周波数 100 kHz で)、周波数 58 kHz では OOS 深さは 500 dB、周波数 30 kHz ～ 600 dB では OOS 深さは 1 dB です。 。 フルパワー帯域幅は XNUMX kHz を超えます (歪みは約 XNUMX%)。 UMZCH の主な特性は次のとおりです (歪みとスルー レートを測定する場合、入力フィルターとソフト リミッターは無効になります)。
アンプ (図 1) は、カットオフ周波数が 48 kHz の XNUMX 次入力ローパス フィルター、「ソフト」信号レベル リミッター、パワー アンプ自体、出力 LRC 回路などのコンポーネントで構成されています。自動 DC バランスと配線抵抗補償の段階として (XNUMX 線式負荷接続図)。 さらに、UMZCH の加算点には補助信号増幅器が設けられています。 並列フィードバック ループで覆われたアンプの反転入力に顕著な電圧が現れることは、その原因が何であれ、フィードバック ループのトラッキング違反、したがって歪みを示します。 この追加のアンプは、歪み信号を歪みインジケーターの動作に必要なレベルまで増幅します。
アンプの信号経路には、オーディオ機器ではめったに使用されない KR140UD1101 オペアンプが使用されていますが、その長い開発の歴史にもかかわらず (ボブ・ドブキンは 118 年代初頭にそのプロトタイプ LM218/318/70 を開発しました)、特徴のユニークな組み合わせ。 したがって、K(R)140UD11(01) の差動入力信号に対する過負荷耐量は、従来の「サウンド」オペアンプの過負荷耐量よりも 40 倍優れています。 同時に、優れたスルーレートとゲイン/帯域幅積 (50 kHz で 106x100 Hz) を備えています。 さらに、このオペアンプは過負荷から非常に迅速に回復し、その出力段は大きな自己消費電流で動作し、フィードバックが適用される前であっても高い直線性を備えています。 唯一の欠点は、このオペアンプの EMF ノイズのスペクトル密度が、低ノイズ デバイスの平均よりも約 110 倍高いことです。 ただし、UMZCH では、最大 S/N 比が XNUMX dB 以下であり、所定の電力に対して十分であるため、これはあまり問題になりません。 信号経路では、入力におけるコモンモード電圧の存在によって生じる歪みを除去するために、オペアンプが反転接続で使用されます。 パワーアンプ自体は、改良された「古典的な」構造[3、5]に従って構築されています。高精度を確保するためにオペアンプが入力に含まれており、その後に「壊れたカスコード」と出力に基づく対称電圧アンプが続きます。 2段エミッタフォロアをベースとしたステージ。 一見小さな改善と設計措置 (図 3) により、このアンプの実際の音質とパラメータの再現性は [5、6、XNUMX] と比較して大幅に向上しています。
出力段は 4 オーム負荷用に設計されており、アーム内に少なくとも XNUMX 個のトランジスタを使用します。 冗長性と煩雑さは明らかですが、実際に複雑な負荷を扱う場合、このようなソリューションは XNUMX つの理由から絶対に必要です。 まず最も重要なことは、複雑な負荷を動作させると、出力トランジスタで放出される瞬間電力が急激に増加することです。 図では、 図 3 は、+1 V の電源電圧における、出力トランジスタで消費される瞬間電力とさまざまな負荷の出力電圧の瞬間値のグラフ (曲線 3 ～ 40) を示しています。曲線 1 は、電源電圧での PA の動作に対応します。公称の 0,8 の抵抗 (つまり 3,2 オーム) を持つ純粋なアクティブ負荷、曲線 2 - 公称の 0,8 のインピーダンス モジュールと 45 度の位相角を持つ複雑な負荷の場合。 (要件 OST.4.GO.203.001-75)、および曲線 3 - 位相角 60 度。 グラフから、複雑な負荷で動作する場合、出力トランジスタによって消費されるピーク電力は、同様の大きさの抵抗負荷の場合よりも 2,5 ～ 3 倍大きくなることがわかります。 それ自体も問題ですが、最大の問題点は、複雑な負荷を動作させたときのトランジスタの最大消費電力は、出力電圧がゼロに近い瞬間、つまり高い電源電圧が印加された瞬間に発生することです。トランジスタに。 一部のスピーカーのインピーダンス モジュールは (特定の周波数帯域で) 4 オームから 1,6 オームに減少し、位相角は 60 度に増加することがあります。 [7]。 これにより、曲線 3 と比較して消費電力が XNUMX 倍になります。 バイポーラ トランジスタの場合、どの電圧でトランジスタ全体で電力が消費されるかが非常に重要です。電圧が増加すると、局所的な熱不安定性によって引き起こされる「ホット スポット」の出現により許容消費電力が大幅に減少し、パラメータの劣化につながります。二次故障。 したがって、トランジスタの種類ごとに、動作が許可されるセーフ モード領域 (ROA) が存在します。 したがって、KT818G1/819G1 (国内の高出力相補型トランジスタの中で最高の OBR を備えています) の場合、電圧 40 V、ケース温度 60 ～ 70 °C での最大消費電力は 60 ではなく 40 W になります。 ; 60 V の電圧では、許容消費電力は最大 32 W まで低下し、80 V の電圧では最大 26 W まで低下します。 明確にするために、図で。 図 3 の曲線 4 は、アンプの出力電圧に応じたこれらのトランジスタの電力損失能力を示しています。 純粋にアクティブな負荷を扱う場合でも、アームに少なくとも 4 つのデバイスを並列に含める必要があることがわかります。 パワー電界効果トランジスタ (MOSFET、MOSPT) は OBR が高くなりますが、相補性の程度はバイポーラのものよりもはるかに劣ります。 これは、低信号レベル（しきい値電圧の広がりと高い出力抵抗による）および高周波（静電容量と相互コンダクタンスの強い非対称性による）での MOS-FET 出力段の歪みにつながります。は、適切に設計されたバイポーラ トランジスタ カスケードよりも数倍大きくなることがわかります。 それにもかかわらず、MOSFET で作られた出力段を備えた UMZCH は、バイポーラのものよりも海外で生産された方が安価であることが判明しています。 その理由は、海外の強力なバイポーラトランジスタと電界効果トランジスタの価格がほぼ同じであり、必要な電界効果トランジスタの数が少なくて済むためです。 最高の輸入バイポーラ トランジスタの OBR は国産のものよりも大幅に大きくなりますが、XNUMX オームの負荷で動作する場合は並列接続する必要もあります。
電流スポットの形成時間は数十マイクロ秒で測定されるため、短期間の電力解放を当てにすることは不可能であり、これは低周波の半サイクルよりもはるかに短いです。 したがって、出力トランジスタの数は、直流用の OBR の範囲内で各トランジスタが動作することを保証することに基づいて選択する必要があります。 このため、出力トランジスタの数を増やす必要があり、コストと労力がかかります。 これが、ほとんどの市販アンプのトランジスタ数が必要量より大幅に少ない理由です。 ただし、OBR に違反して動作するトランジスタのパラメータは徐々に劣化し、サウンドの劣化につながります。 多数の出力トランジスタが必要な 2 番目の理由は、最大許容電流に達するずっと前に、電流の増加に伴って出力トランジスタの特性、主に速度が劣化し始めるという事実によるものです。 したがって、正式に 1302 A 用に設計され、広く使用されている日本製のトランジスタ 15SA3 では、カットオフ周波数の急激な低下は 2 A で始まり、その相補的な 3281SC2,5 では XNUMX A で始まります。いくつかのトランジスタを接続することを推奨する理由は他にもあります。強力なトランジスタを並列に接続します。 ベース・エミッタ間容量の合計が増加すると、前段からの信号が（一定の電力マージンを持って）直接通過することになり、出力フォロワの帯域幅が実際に出力トランジスタのカットオフ周波数を超えます。 そのため、このアンプでは、達成された特性を損なうことなく、比較的「遅い」出力トランジスタを使用できることが判明しました。 アンプには国産部品を使用しています。 各チャンネルの信号経路にはオペアンプ K(R)140UD1101 (3 個)、補助回路に K(R)140UD14(08) と KR140UD23 (各 1 個) が使用されています。 前段には、KT3102とKT3107シリーズ（各2個）、KT632とKT638（各4個）、KT502とKT503（2個と1個）、KT9115とKT969（各3個）の相補型トランジスタを使用します。 アンプ出力段には、KT961A と KT639E (4 個と 5 個)、および KT818G1 と KT819G1 (アームごとに 521 個のトランジスタ) が含まれています。 このアンプには、KD522 または KD243、KD213B、および KDXNUMXB シリーズのダイオードも使用されています。 図では、 図 4 に、UMZCH の概略図を示します。 入力ローパス フィルターは、反転接続されたオペアンプ (DA1) 上で作成されます。 ローパス フィルター出力からの信号は、トランジスタ VT1 ～ VT4 とダイオード VD3 ～ VD14 に実装された「ソフト クリッパー」を通過し、オペアンプ DA3 で構成されるパワー アンプ自体の入力段に送られます。 これに、VT5 ～ VT8、VT13 ～ VT15 上の対称カスコード トランジスタ電圧アンプと、トランジスタ VT16 ～ VT45 上の電流アンプ (出力フォロワ) が続きます。 オペアンプ DA2 は、歪みインジケーターの動作のために UMZCH の加算点で信号増幅器の機能を実行します。
DA3 オペアンプに続く電圧アンプは、構造の対称性と非常に深い (40 dB 以上) ローカル フィードバックにより、高い直線性を備えています。 この OOS の回路は、R71C46 および DA3 とともに、UMZCH 全体のループ増幅に必要な周波数応答を形成するためにも使用されます。 このようなカスケードには微妙な点が 4 つあります。利得損失を最小限に抑えるには、カスコードの最後のトランジスタ (図 59 では R63、R2,5 です) のエミッタ回路の抵抗での電圧降下が少なくとも 5 V でなければなりません。これらの抵抗は電流源に置き換える必要があります。 電圧アンプの直線性が悪化します。 [3]、特に [10] で説明されている UMZCH では、この条件が満たされていないことに注意してください。 直線性(特に高周波数)をさらに高めるために、アンプの電源電圧は出力段の電源電圧より12～17V大きくなるように選択されます。 ダイオード VD19 ～ VD5 は、アンプが過負荷から抜け出すときに過渡プロセスを加速するとともに、トランジスタ VT8 ～ VTXNUMX のエミッタ接合を劣化から保護するように設計されています。 回路 R64C41、R66C42 は VT13 および VT14 の寄生自己励起を除去し、ダイオード VD26、VD27 は出力段トランジスタの飽和を防止します (これらのダイオードは 100 μA の電流で少なくとも 10 V の逆電圧に耐える必要があります。KD521A のほとんどのコピーはまたは 1N4148 がこの条件を満たします)。 リピータの最初の 45 段にあるトランジスタの珍しい並列回路により、トランジスタを流れる電流が効果的に均等化され、トランジスタを選択する必要がなくなりました。 コンデンサ C47、C49 ～ CXNUMX は、出力段の動的非対称性の発生を防ぎます。 ツェナー ダイオード VD25 は、電源の蓄積コンデンサを充電しながら、トランジスタ VT13 と VT14 のスイッチオンを遅らせます。そのため、トランジスタがオンになるまでに、オペアンプの電源電圧は +5 ～ 7 V に達し、通常の電圧になります。モード。 これにより、電源投入時の出力電圧のサージを防止できます。 同じ目的で、UMZCH の出力における自動ゼロ調整の範囲は +0,7 V に制限されます。 OOS 回路 (R23、R24、回路 R27C17 と R28C18、および R45、R46) で抵抗を直列に接続するのは珍しいように思えるかもしれません。 これは、OOS 回路の非線形性を軽減するために行われました (抵抗の抵抗値とコンデンサの静電容量は、ごくわずかではありますが、それらに加えられる電圧に依存します)。 同じ理由で、抵抗 R23、R24、および R122 と R123 は、消費電力に大きなマージンを持って選択されました。 他の注目すべき機能の中でも、VT15 (出力トランジスタのヒートシンクに取り付けられています) と抵抗 R60 ～ R62 および R65 に基づいて構築された XNUMX 段リピータのベース上の初期バイアス デバイスに注目する価値があります。 バイアス電圧の温度係数は、ヒートシンクとパワー トランジスタの結晶の温度差を考慮して、通常よりもわずかに高く選択されました。 C40 コンデンサを使用することは完全に一般的ではありません。 ほとんどの設計ではこの詳細が欠如しているため、バイアス電圧が動的に変化し、立ち上がりまたは立ち下がりレートが 0,2 ～ 0,5 V/μs を超える信号におけるアンプの非直線性が増加します。 そして、これは高周波領域の相互変調歪みの量に非常に大きな影響を与えます。 ちなみに、VT15 として「遅い」トランジスタ (KT502 や KT209 など) を使用すると、頻繁に発生するがめったに気づかれない別の欠陥、つまりインダクタンスによる 50 ～ 200 MHz 程度の周波数でのトランジスタの自己励起を防ぐことができます。ワイヤーの。 このような自己励起の存在は、可聴周波数でのノイズと相互変調歪みのレベルの増加として現れます。 トランジスタ VT1 ～ VT4 およびダイオード VD3 ～ VD14 の「ソフト リミッティング」デバイスは、そのしきい値が出力段の電源電圧に依存する点で異なり、それによってアンプの出力電力を最大限に活用できます。 UMZCH の信頼性の高い動作を保証するために、保護デバイスは強力なトランジスタを流れる電流だけでなく、トランジスタにかかる電圧も考慮します。 トリガーオプションが使用されたのは、通常のタイプの電流リミッター（緊急時に出力トランジスタを「カバー」する）ではアンプの安全性が保証されず、さらに高周波での出力段の動作が悪化するためです。 診断効果も重要です。保護機能のアクティブ化は、システムに何か問題があることを示します。 「過負荷」保護作動インジケータと保護リセットボタン SB1 はアンプボードの外側にあり、XP1 コネクタ (図 1 の XS5 -) を介してアンプボードに接続されています。
出力段の各トランジスタ VT28 ～ VT35、VT36 ～ VT43 の静止電流は、80 ～ 100 mA の範囲内で選択されます。これより低い値では、強力なトランジスタの周波数特性が許容できないほど劣化するためです。 図からわかるように、電源の整流ダイオードと蓄積コンデンサはアンプに割り当てられ、プリント基板上に配置されています（図を参照）。 記事の最初の部分の 2。 これにより、出力段の低ノイズ化とアンプの高速化に必要な電源回路の寄生インダクタンスを大幅（数十倍）に低減することが可能となりました。 アンプの電源にある蓄積コンデンサの合計容量はアームあたり 56 μF で、一般的に使用される値 (400 ～ 10 μF) と比較すると大きすぎるように見えるかもしれません。 ただし、これは贅沢ではありません。最大 20 A の電流で電圧リップルを 000 ～ 1,5 V 以内に抑えるには、少なくとも 2 ～ 9 μF の静電容量が必要です (エネルギー強度 - 45 ～ 60チャンネルごとに J) 。 ほとんどの商用アンプの電源のコンデンサ容量が不十分であるのは、経済的な理由だけで説明されます。 アンプからスピーカーまでの信号の伝送に対する出力回路（ケーブルなど）の影響はほぼ完全に排除されます。 この目的のために、測定技術から借用した 2 線式負荷接続が使用されました (通常の接続は、対応する AC ラインと OS ラインの接点 S3 と S100 の間にジャンパーを取り付けることで確保されます)。 さらに、RLC 回路がアンプ出力に設置され、コンピューターを使用して最適化され、200 ～ 6 kHz を超える周波数でアンプ出力段を寄生影響から効果的に分離します。 これは、このような大規模な広帯域 OOS (7...XNUMX MHz) の実用化を可能にした対策の XNUMX つです。 一般に信じられていることに反して、実際には、フィードバックの深さとアンプの動的歪みの発生傾向との間に直接の関係はないことに注意する必要があります。 さらに、フィードバック ループの帯域幅を拡大し、可聴周波数範囲を超えてループの深さを増すことにより、入力段の動的歪みや過負荷がない条件を満たすことが容易になります。 大きな差分信号による過負荷は、フィードバック ループでの追跡の失敗につながり、OOS を「オフ」にします。 この現象を防ぐには、差信号の大きさを小さくする必要があります。 最善の方法は、高周波でのフィードバックの深さを増すことです。 次に、OOS を使用して線形性を改善する方法について説明します。 多くのアンプの回路設計を分析すると、ほとんどの設計者は、OOS の歪みを補正する能力がその深さだけでなく、歪みの発生源の位置にも依存することを明らかに理解していないという結論に達しました。 OOS を備えた 6 段アンプの最も単純なモデルを考えてみましょう (図 XNUMX)。各段の EMF ノイズ (en) と歪み (ed) の発生源を含むそのブロック図が上に示されています。 以下は等価回路で、ノイズと歪みのすべての発生源が入力 (つまり、アンプの加算点) に変換されます。 同時に、OOS の導入時に入力にもたらされる歪み積の絶対レベルは一次近似的に変化せず、歪みとノイズの減衰の度合いは加算点から入力点までのゲインに正比例することが明らかになります。歪みやノイズが発生する場所。 OOS の導入による歪みの相対レベルの減少は、システム全体の (「外部」) ゲインが減少し、ノイズと歪みの相対的な割合が低下するために発生します。 ユニティゲインを持つ出力段によって導入された歪みが、実際には対応する歪み積の周波数でのフィードバックの深さの倍だけ減衰する場合、その入力を基準とした最初の段の歪みは減衰しません。全然減衰した。
この状況により、OOS がカバーするアンプのすべてのステージ、特に入力ステージの初期直線性を限界まで高める必要があります。 そうしないと、OOS の導入後に相互変調歪みのスペクトルが急激に拡大することが判明する可能性があります。 この現象のメカニズムは単純です。増幅段の入力に到達する差分信号自体のスペクトルは、歪み積により常に拡大されます。 さらに、周波数が増加するにつれて、歪み積のレベルが減少するよりも早く負帰還の深さが減少する場合（これはほとんどのアンプで一般的です）、閉負帰還を使用した入力における差電圧における高周波歪み積の割合は減少します。有用な信号のシェアを超えています。 通常、増幅段の線形性は周波数が増加するにつれて低下するため、大量の相互変調積が発生し、その一部は可聴周波数領域にも当てはまります。 この現象の発生を防ぐためには、特に非対称の非線形性に関して、入力段の線形性の十分なマージンが必要です。 アンプに使用されている KR140UD1101 オペアンプの直線性範囲 (入力差動電圧に関して) は +0,8 V で、電界効果トランジスタ入力を備えたほぼすべてのオペアンプの直線性範囲よりも大きくなっています。 深いローカルフィードバック（エミッタ回路内の比較的高抵抗の抵抗の形）によるKR140UD1101の入力差動段の直線性も大幅に高く、入力容量はオペアンプの容量の数分の3です。入力に電界効果トランジスタを備えています。 同時に、オペアンプ DA1 の入力の信号電圧 (アンプが過負荷なしで動作している場合) は XNUMX mV を超えません。 アンプの通常動作中の DA3 出力の信号範囲は、ピークツーピークで 0,5 V を超えません。 これらの条件下での測定によると、環境フィードバックが適用される前であっても、KR140UD1101 オペアンプの非直線性は最大 50 kHz の周波数で 0,05% 未満です。 トランジスタ VT5 ～ VT14 のオペアンプに続く電圧アンプも非常に高い直線性を持っています。信号のフルスイングにおける中間周波数での相互変調歪みは約 0,02 ～ 0,03% です。 その結果、このアンプの全体的なフィードバックは、他のほとんどのアンプとは異なり、出力段によって発生する高調波歪みや相互変調歪みを効果的に抑制することができ、目立った副作用を引き起こすことはありません。 UMZCH の設計特徴に関連した歪みが残りますが、これはほぼ完全に、アンプの入力回路への出力段電流からの設置干渉によって決まります。 これらの干渉の危険性は、AB 級モードで動作する出力段の半分の電源回路を通過する電流の形状が、負荷の電流と比較して大幅に歪むことです。 結果として、これらの電流からの干渉が正確な対称性で入力回路に入らない場合（実際にはこれを達成することはまだ不可能です）、特に寄生接続が強化される高周波で顕著な歪みが発生します。 この現象に対処するために、このアンプのプリント基板を開発する際には、オーディオ工学では前例のない、精密測定機器の開発では一般的ないくつかの対策が講じられました。 たとえば、電源回路の大電流回路の寄生インダクタンスを最小限に抑えるために、従来の「缶」の代わりに、基板全体に分散されたより小さな容量のコンデンサが使用され、片面の箔がコモンとして機能します。ワイヤー（それへの接続は図の太線で示されています）。 出力段の強力なトランジスタの回路は非常にコンパクトにレイアウトされており、基板全体に分散されたコモンワイヤと合わせて、出力段からのノイズ放射が従来の設計に比べて38桁以上低減されています。 さらに、接続線の干渉によるトラブルを避けるため、電源整流ダイオード（VD41～VDXNUMX）も含めたすべての増幅回路をXNUMX枚の基板上に実装しています。 これらすべての対策により、非常に高品質なだけでなく、特性の再現性も高いアンプを作成することができました。 これらの利点は、幅広い動作条件 (周囲温度、負荷、信号源など) にわたって維持されます。 著者は、同じ高級アンプの説明や工業用サンプルを見つけることができませんでした。 半導体の代替品について。 KT818G1 トランジスタの代わりに、KT818G は量比 2:3 (つまり、12 個ではなく 8 個)、および KT864A、2T818A、KT818GM、2SA1302、KP964A、2SA1294、2SA1215、2SA1216 に適しています。 KT819G1の代わりに - トランジスタKT819G（量的比率も2：3）およびKT865A、2T819A、KT819GM、2SC3281、KP954A、2SC3263、2SC2921、2SC2922。 ±2 V の電源電圧で、相補的に輸入されたトランジスタ 1302SA2 と 3281SC2、1294SA2 と 3263SC964、および KP954 と KP40 を使用すると、アーム内でそれらの数を 0,5 つに減らすと同時に、各トランジスタの静止電流を XNUMX 倍にし、トランジスタの値を減らすことができます。エミッタ回路の抵抗を XNUMX オームにします。 同じ電源電圧 (+2 V) でトランジスタ 1215SA2 と 2921SC40 を使用すると、アームごとに 2 つ取り付けるだけで十分であり、大きなラジエーター上のトランジスタ 1216SA2 と 2922SC1500 は、当然のことながら、対応する抵抗の減少とともに 2000 つだけ取り付けることができます。前述の抵抗器の。 各チャンネルのラジエーター フィンの総面積は、少なくとも 2 ～ XNUMX cmXNUMX である必要があります。 トランジスタペア KT961、KT639 は、BD139 と BD140、KP961A(B) と KP965A(B)、2SD669 と 2SB649、2SA1837 と 2SC4793 に置き換えることができます。 KT969、KT9115 のペアは、KP959A(B) と KP960A(B)、または BF871 と BF872 を完全に置き換えます。 トランジスタ KT632B と KT638A については、交換しても意味がありません。 それにも関わらず、VT8 の位置では KT9115、KP960、2SA1538、2SA1433、KT9143、VT7 ～ 2N3906 の位置、VT10、VT45 ～ 2N5401 の位置では使用できます。 位置 VT638 の KT6A トランジスタを KT969A、KP959、2SC3953、2SC3504、KT9141、位置 VT5 のトランジスタを 2N3904、位置 VT9、VT44 のトランジスタを 2N5551、KT604、KT605、KT602 に置き換えます。 トランジスタ KT3102A は、このシリーズのいずれか、または BC546 ～ BC550 (任意のインデックス付き) と置き換えることができ、補完的な KT3107A は、他のインデックス付きの KT3107 および BC556 ～ BC560 と置き換えることができます。 UMZCH (DA140) の KR1101UD3 OU は、K(R)140UD11 または LM118/218/318 (ただし国内製の方が動作が良い) にのみ置き換えることができ、他の場所では AD841 (ただし、不当に高価です) に置き換えることができます。 。 KR140UD1408 オペアンプは、K140UD14、LM108/208/308 または AD705、OP-97 と置き換えることができます。 入力ローパスフィルターにLF356(KR140UD22)、OP-176を使用するとノイズを低減できます。 KR140UD23 オペアンプの場合、アナログは LF357 ですが、OP-37 (KR140UD26) も使用できます。 電源。 歪み保護および表示装置 電源コンデンサのエネルギー含有量が高い場合、トランスを正しく選択することが重要です。 これは、大容量コンデンサのバンクで動作する整流器が変圧器の巻線に正弦波ではない電流を生成するという事実によるもので、これは変圧器を計算するほとんどの方法で暗示されています。 この場合のピーク値 (最大 50 A) と電流上昇率は、抵抗負荷の場合よりも大幅に大きくなります。 これにより、電源回路からの干渉の放射が大幅に増加します。 さらに、巻線両端の電圧降下は、変圧器が同じ電力の能動負荷で動作する場合よりも大きくなることがわかります。 巻線損失はピーク電流によって決まり、整流器の出力電力は平均によって決まります。 したがって、UMZCH 用のトランスは、巻線抵抗が低く、非常に強力である必要があります。 干渉を低減するには、このトランスにおける磁界誘導を従来の値と比較して低減する必要があります[8]。 また、複雑な負荷で動作するときにアンプが消費する電力は、能動負荷の場合よりも著しく高くなることが判明していることも考慮する必要があります (記事の最初の部分の図 3 を参照 - 「ラジオ」、1999 年、 10番）。 酸化物コンデンサの最大リップル値はメーカーによって標準化されており、室温および脈動周波数 100 Hz での大容量コンデンサの場合、動作電圧の 8 ～ 10% を超える値が許容されることはほとんどありません。 このような脈動やケースに表示されている温度 (85 または 105 °C) での最高のコンデンサの耐用年数は、通常 2000 時間を超えることはなく、温度が 10 °C 下がるごとに約 9 倍長くなります。 [10]。 それにも関わらず、経済的な理由から、コンサートアンプや家庭用アンプは、保証期間を超えて寿命を迎えることはないと考えられているため（すぐに焼けたり壊れたりする）、コンサートアンプや家庭用アンプはコンデンサ容量を大幅に削減して（そしてリップルを増加して）設計されています。原則として、ほとんどの所有者は家庭用アンプを持っていますが、その電力の 105% しか使用されていません (重要な詳細: 通常、高温のコンデンサの方が電気的特性が優れていると考えられていますが、実際にはそうではありません)。逆に、他の条件が同じであれば85℃までの温度で設計されたコンデンサの等価直列抵抗（ESR：英語の略称）はXNUMX倍近く高く、耐熱性の低いコンデンサに比べて許容電流は低くなります。もの（最大XNUMX℃）。 上記のアンプでは、全負荷時のフィルタ コンデンサのリップルの相対値が約 5% になるように選択されており、アームの総静電容量は 50 ～ 60 μF 以内になります。 全負荷時の整流器の出力電圧の低下が 5 ～ 7% を超えないと仮定します (開路電圧は 42 ～ 43 V、電流が 9 ～ 10 A になると に低下します)。 39 ～ 40 V、これは 10 ～ 15% の電力損失に相当します)。 この場合、整流器の出力抵抗が 0,2 ～ 0,25 オームを超えてはならないことを判断するのは簡単です。 選択したリップル値では、出力に低減される一次巻線と二次巻線の合計抵抗がアームあたり 0,05 ～ 0,06 オーム以下になる必要があります。 この観点から、巻線の配置が容易になるため、チャンネルごとに XNUMX つの別々のトランスを使用する方が良いでしょう。 スピーカーの信頼性の高い動作を保証するために、UMZCH の設計には、スピーカーへの定電圧および超低周波信号の供給からスピーカーを保護する対策を含める必要があることはよく知られています。 さらに、電源コンデンサの総容量が大きく、トランス巻線の抵抗が低いため、このような電源を電流制限なしでネットワークに接続することは受け入れられません。コンデンサの充電電流によりヒューズが作動し、ヒューズが切れる可能性があります。整流ダイオードが故障する可能性があります。 したがって、提案された UMZCH には、電源コンデンサの「ソフト」充電を提供し、主電源電圧が短期間失われた場合に再起動し、電源の起動中にスピーカーをオフにする自動システムが装備されています。アンプの動作時と、UMZCH 出力に定電圧が現れたとき。 電源およびオートメーション回路の特徴は、タイミング回路に酸化物コンデンサが使用されていないことです。 著者によれば、それらはそのようなデバイスの信頼性と特性の安定性を低下させます。 著者によれば、トランジスタの動作モードに関するすべての制限に準拠することにより、アンプ全体の動作信頼性が大幅に向上するため、入力に分離コンデンサC1が存在する場合の直流電圧からのスピーカーの保護が可能になります。 UMZCH (記事の後半の図 4 の図を参照 - 「ラジオ」、1999 年、第 11 号) は、アマチュア バージョンのアンプではオプションです。 ただし、この機能はこの出版物の準備中に導入されました。 回路図 (図 7) からわかるように、UMZCH に電力を供給するために 1 つの変圧器が使用されます。 2 つ目の強力な TXNUMX には、XNUMX チャンネル アンプの出力段に電力を供給するための独立した巻線があり、XNUMX つ目の低電力 TXNUMX には、オペアンプとオートメーション ユニットを備えた前段に電力を供給します。 これにより、標準トランスの選択が容易になるため、ノイズ耐性が向上し、ユニットのコストが削減されます。
ステレオアンプのトランス T1 の要件は次のとおりです。無負荷電流 - 40 mA 以下 (これは主電源電圧 242 V の場合)、一次巻線の抵抗は 1,2 オーム以下である必要があります。巻線の両端間の合計抵抗 2x30 V - 0,07...0,08 オーム以下。 巻線の中間点と各端の間の開回路電圧は、29 ～ 31 V 以内である必要があります (ネットワーク電圧 220 V の場合)。 +52 ～ 54 V の整流電圧を得るために追加の巻線は、それぞれ 8 ～ 9 V の開路電圧と 1 オーム以下の抵抗を持たなければなりません。 巻線の合計電圧の非対称性は 0,3 V を超えてはなりません。 断面積が少なくとも 1 cm10 (別個の変圧器の場合は少なくとも 2 cm6) の既存の磁気コアの変圧器 T2 を個別に計算する場合は、[8] の推奨事項を使用することをお勧めします。 注意深く研磨されたジョイントを備えたロッド磁気コア (MCC) は、より技術的に進んだコイル巻線を備えた多くのインジケーターにおいてリング磁気コア (OL) に劣らないことに注意してください。 変圧器 T2 の無負荷電流は 10 mA (ネットワーク電圧 242 V で) を超えてはならず、その一次巻線の抵抗は 150 オームを超えてはなりません。 VD20、VD26 に接続された 34 つの二次巻線は、外部端子間の開回路電圧が 38 ～ 3 V で、抵抗が最大 4 ～ 25 オームである必要があり、三次巻線は 29 ～ 2 V、および抵抗は 0,2 オーム以下です。 XNUMX つの巻線はすべて中間点からタップされており、その半分の電圧の非対称性は XNUMX V を超えてはなりません。 変圧器にはシールド巻線があることが非常に望ましい。 たとえば、強力なトランス T1 は、高品質鋼 E32A (ピーク誘導値 50 テスラ) で作られた PLM 90x330x1,1 コア磁気コアで作成できます。 すべての強力な巻線は、XNUMX つの同一のコイル上に配置されたセクションが直列に接続されるように分割されており、一方、いずれかの巻線の電流が両方のコイルを通過します。この場合、干渉は最小限に抑えられます。 各セクションのネットワーク巻線 (外側端子 1 ～ 2) には、Ø285 mm のワイヤが 1,4 回巻かれています。 二次巻線 4-5、5-6 および 9-10、10-11 も半分に分割され、40 つのセクションのそれぞれに 2 ターンのワイヤ Ø2,1...3 mm が含まれています。 巻線 4 ～ 6、7 ～ 8、9 ～ 11、12 ～ 24 は分割されておらず、それぞれ 0,5 ターンあり、XNUMX 本のワイヤ ØXNUMX mm で巻かれています。 巻線には PEV-2 線などを使用してください。 スクリーン巻線は、ラフサンでラミネートされたアルミニウム箔のオープンコイルです。 接触は、その下に置かれた錫メッキメッシュのストリップを使用して行われます。 スクリーン巻線は、一次巻線と二次巻線の間に配置されます。 コイルは最大の充填密度でスリーブに巻かれます。 自動化がどのように機能するかを見てみましょう。 ボタンSB1によってアンプがオンになったときのトランスT1の突入電流は、抵抗R11とR12によって制限されます(図7)。 次に、約 20 秒後、これらの抵抗はオプトサイリスタ VS1 と VS2 の逆並列ペアによって分路され、8 秒後に AC が接続されます。 タイム シーケンスは、DD3 および DD4 マイクロ回路上の単純な有限ステート マシンを使用して設定され、DD5.2 トリガーを使用して、オプトサイリスタがオンになった瞬間をネットワーク内の低い瞬間電圧の瞬間にリンクします。 DD5.1トリガーは実際にインバーターとして使用されます。 SB1 がオンになった後、回路 R1.4C10 の動作により、要素 DD9 の出力は約 2 秒間低レベル電圧を維持し、インバータ DD3.2 を介してカウンタ DD4 をリセットします。 この状態では、光サイリスタ (およびリレー K1) がオフになり、変圧器 T1 がバラスト抵抗を介してネットワークに接続され、アンプからの負荷が切断されます。 リセットモードの終了時に、DD4 のパルス発生器と分周器がオンになります。 この場合、約 1 Hz の周波数のパルスが分周器の最初のセクション (DD4 のピン 2) の出力に現れます。 要素 DD3.1 を介して、それらは分周器の 32 番目のセクションの入力に渡されます。 5 パルスが経過した後、DD4 のピン 5.2 のハイ レベルが DD1 を経て VT1 を開き、オプトサイリスタ VS2 および VS16 を制御します。 さらに 3.3 パルス後、DD5.1 の出力の Low レベルによりさらなるカウントがブロックされ、D トリガー DD2 での反転後に VT1 が開き、リレー KXNUMX の巻線がオンになります。 主電源電圧制御装置は、抵抗器 R20 ～ R22、コンデンサ C8、ダイオード VD12 ～ VD14、および素子 DD1.3、DD1.4 で構成されます。 主電源電圧に周期のスキップや電圧の急激な「ディップ」が現れると、接続点 R22 と C8 の電圧が DD1.3 のしきい値 (4...5 V) 未満になり、DD4 がリセットされます。要素 DD1.4 および DD3.2 を介して。 D フリップフロップ DD5 をクロックするための主電源周波数のパルスは、出力 DD3.4 から除去されます。 起動プロセス中に、UMZCH の出力に 0,6 ～ 0,7 V を超える値を持つ一定成分が現れると、コンパレータの 4 つ DA3.2 がトリガーされ、DD4 を介して DDXNUMX もリセットされ、スイッチングがブロックされます。プロセス。 XNUMX つのオプトシミスタの代わりに XNUMX つのオプトサイリスタが使用されるのは、第一に、オプトサイリスタの希少性が低く、第二に、トライアックは電圧降下の非対称性を特徴としており、これにより直流による変圧器の磁気回路の磁化が発生するという事実によるものです。 これにより、干渉が大幅に増加します。 スピーカーは、1 つのグループの常開リレー接点 K52 によってアンプに接続されています。 リレー接点ペアを接続するための（歪みを最小限に抑えるという観点から）最適な場所は、アンプ自体と出力 RLC フィルターの間のギャップです（コンデンサ C1 は L118、R4 に接続されたままです - 図 2 の図を参照）。 この目的のために、アンプのプリント基板には、リレー接点に接続するリボンケーブル「」のはんだ付けポイントがあります。 実際には、120 線式負荷接続の場合、リレー接点を RLC フィルタの出力、つまり接続点 L121、R79、RXNUMX と UMZCH の出力回路の間のワイヤ ギャップに接続することもできます ( + AC) とコンデンサ CXNUMX (AC 接続用の端子にあります)。 リレーは接点が「焼損」する可能性があるため、あまり信頼できる要素ではないと言わなければなりません（寄生インダクタンスを減らすために、「順方向」導体と「戻り」導体が交互に配置されたリボンケーブルが使用されます）。 より信頼性の高い解決策は、出力段の壊れたトランジスタを流れる電流に耐えることができる強力なトライアックでアンプ出力を分流することに基づいてスピーカー保護を構築することです。 ただし、このような強力なトライアックの容量は非常に大きく、最も重要なことに、非線形です (電圧に依存します)。 したがって、このような素子を使用すると、より高いオーディオ周波数での相互変調歪みが最大 XNUMX 分の XNUMX パーセント増加します。 アンプの出力で定電圧を検出するためのこのデバイスの特徴は、2 段のローパス フィルターを使用していることです。 このおかげで、フィルタの時定数が減少し、酸化物コンデンサが不要になり、保護デバイスの信頼性、感度、速度が向上します。 0,25 Vの定電圧が現れた瞬間からの応答時間は20秒を超えず、0,08 Vの電圧ではXNUMX秒を超えません。 AC 保護が作動すると、オプトサイリスタもオフになります。 各チャンネルの歪みを示すデバイスは、デッド ゾーンを備えたしきい値ユニット (「ウィンドウ」コンパレーターとも呼ばれます) を組み合わせたもので、3.1 つの要素 DA3.2、DA2、および再起動付きデジタル スタンバイ マルチバイブレーターで構築されています。 (対応する「ハーフ」DD1 上)。 その動作原理は、初期状態ではカウンタの 2 番目のトリガの出力におけるハイ レベルによってカウントがブロックされるという事実に基づいています。 出力で組み合わされた 7 つのコンパレータのいずれかの動作によってカウンタがリセットされると、8 番目のトリガ出力の Low レベルによって同時にカウントが可能になり、歪み表示 LED (それぞれ HL3 または HL3,5) が点灯します。 XNUMX 番目のクロック パルスが到着すると、カウンタは元の状態に戻り、それ以上のカウントをブロックします。 同時に、対応する LED が消灯します。 したがって、過負荷表示は、コンパレータの入力電圧が不感帯を超え、コンパレータが元の状態に戻った後もクロック パルスのさらに XNUMX ～ XNUMX 周期 (XNUMX ～ XNUMX 秒) 続く間ずっと有効です。元の状態。 DA4 エレメント上の同様の「ウィンドウ」コンパレータも、UMZCH の出力における定数成分の存在を判断するために使用されます。 コンパレータの基準電圧 (0,5 ～ 0,6 V) は、パラメトリック スタビライザ R18VD18 および R28VD19 によって設定されます。 +12 V 電圧から電力供給されるコンパレータの出力レベルから +12 V 電源から電力供給されるロジック チップのレベルへの変換は、抵抗 R3 と R4、R7 と R8、R19 と R29 を使用して実行されます。 回路 R25С12 は、リレー K1 のオンとオフを強制的に切り替えます。 著者が使用しているオムロン リレーの定格動作電圧は 12 ～ 15 V、電流は 40 mA です。 ただし、必要に応じて要素 R25、R45、C12 の定格を変更して国内リレーを選択できます。 唯一の基本的な要件は、その接点が少なくとも 15 V の電圧で少なくとも 50 A の電流に耐えられるように設計されている必要があることです。 両方のアンプチャンネルのオペアンプの電源スタビライザーは、DA5 ～ DA8 マイクロ回路で作られています。 調整可能なスタビライザーマイクロ回路 KR142EN12 (LM317) および KR142EN18 (LM337) の使用には 18 つの理由があります。 まず、オペアンプの周波数特性とダイナミックレンジを拡大するために、電源電圧は最大許容値 (+16,5 V) に近い、非標準の +17 ～ 25 V が選択されます。このアンプでは、これは十分許容範囲です。オペアンプは出力が弱いときに負荷がかかるためです。 スタビライザの必要な出力電圧は、外部抵抗によって設定されます。 第二に、コンデンサ C28、C35、C38、C0,2 の使用により、スタビライザのリップルとノイズの抑制が XNUMX 桁改善されます (固定出力電圧の超小型回路と比較して) - それらは XNUMX mV を超えません。 グランド ループの形成を防ぐために、チャネルごとに個別の絶縁電源が使用されます。 主電源電圧は、要素 C17 ～ C20 および T3 で形成されるフィルタ、いわゆるコモンモードトランス (またはコモンモードチョーク) を介して入力されます。 後者は、大きなフェライト リング上で 1 本のワイヤを束ねて折り畳んだ巻線です。 巻線の巻き数は重要ではありません。 たとえば、グレード 2NM のフェライト製の断面積が約 1500 cm20 のリング磁気コアの場合、約 2 回の巻きで十分です。 このフィルタにより、ネットワークからの干渉に対するアンプの保護が大幅に向上します。 ネットワーク入力回路内のすべての接続は、少なくとも 2 mm35 の断面積を持つワイヤを使用して行う必要があります。 フィルタ R36R21C1 は、サイリスタ VS2、VS2 の動作による干渉がトランス T2 を介して小信号回路に侵入するのを防ぎます。 スイッチ SBXNUMX は、海外の機器では「グランド リフト」（「接地」の切断）として指定されており、必要に応じて、ネットワークの保護接地（存在する場合）からアンプのケースを切り離すことができます。 ちなみに、このアンプのノイズ耐性を高めるのと同じ目的で、入力信号回路にコモンモードトランスが組み込まれています。 この非常に便利な詳細は、機器の設計時に忘れられたり軽視されたりすることがよくあります。 したがって、一部の中小企業 (Transparent Audio Technology など) は、機器のノイズ耐性を向上させるために、コモンモードトランス (場合によってはノイズフィルター付き) を内蔵した相互接続ケーブルを販売する、非常に収益性の高いビジネスを組織しました。 これには確かにある程度のメリットがありますが、500 ドルの価値はありません (上記の会社の最も高価な相互接続の価格ではありません)。 可能な要素の置換について K1401CA1 マイクロ回路は、LM339 (BA10339、KA339、KIA339、HA17339、μPC339) の正確な類似体です。 存在しない場合は、K554CA3 を使用できます。 KR1157EN1202 (KT-26 パッケージ内) の類似品は 78L12 マイクロ回路であり (他の類似品はピン配列が異なる場合があります)、KR1168EN12 は 79L12 です。 KR142EN12 の代わりに LM317、KA317、KR142EN18 の代わりに LM337、KA337 (すべて TO-220 ケース) が適しています。 設置中は、15...25 cm2の面積のラジエーターに取り付ける必要があります。 トランジスタ KT972 (VT1、VT2) は、少なくとも 829 mA の電流向けに設計された npn 構造の複合トランジスタ (KT150 など)、または 60 mA で高い電流伝達係数 (100 以上) を維持するトランジスタと置き換えることができます。たとえば、KT815 では 243 mA の電流。 ダイオード KD1 は、4002N1 ～ 4007N521、KD1 ～ 4148NXNUMX の類似品です。 抵抗器 R11、R12 - タイプ C5-16 または PE グループ。 これらの主な要件は、電源コンデンサの充電中の短期間の過負荷に耐えられる能力です。 この観点からすると、国産の抵抗器の方が信頼性が高いことがわかります。 コンデンサ C1、C2、C6、C7、C24、C27、C34、C37 - セラミック、25 V の電圧用、たとえば KM-6、K10-17、K10-23 または同様の輸入品、TKE グループ - H30、 H70でも大丈夫ですが。 コンデンサC16 - TKEグループのフィルム（K73-9）またはセラミック（K10-17）はM1500と同等です。 コンデンサ C4、C5、C8-C11、C13、C14 - K73-17 または同様の輸入品。 干渉抑制コンデンサ C17 ～ C21 - タイプ K78-2 または同様の輸入品で、フィルタ回路での動作用に特別に設計されています (通常、ハウジングには安全認証バッジが点在しています)。 酸化物コンデンサ - K50-35 または輸入された類似品。 抵抗 R37 ～ R44 は高精度のもの (シリーズ C2-13、C2-26、C2-29 など)、または同様の値の MLT、OMLT、C2-23 から選択する必要があります。 高電力抵抗器 - 2 W - MLT、OMLT、S223、またはそれらの輸入類似品。 残りの低電力抵抗器はカーボン - C1-4、BC などにすることができます。 整流器ブリッジ KTs405 は、KTs402、KTs404、または一連のダイオード KD243 (1N4002 ～ 1N4007) と交換できます。 オプトサイリスタ VS1、 VS2.P）。 TO125シリーズも使用可能です。 KTs407 シリーズの整流器ブリッジは、KD243 ダイオードのセット (1N4002 ～ 1N4007) と交換することもできます。 アンプをフルパワーで頻繁に使用する予定がある場合は、ブリッジの各アームに 38 対の KD41 ダイオードを並列に組み込み、アンプの整流ブリッジ (図 4 の VD213 ～ VD2997) を強化すると便利です。可能であれば、より強力な KD213 に置き換えてください。 低周波整流ダイオードは、「突然回復」の顕著な影響のため使用しないでください。ダイオードのオフは、蓄積された電荷キャリアの吸収に遅れて発生します。 このプロセスの終わりは大きな混乱を引き起こします。 ダイオードをコンデンサで短絡してもほとんど役に立ちません。 高周波ダイオード (KD2997、KD2995、KDXNUMX など) では、この問題は発生しません。 少なくとも 100 V の電圧用に設計されたショットキー ダイオードを使用することもできます。輸入された高周波ダイオードの使用については、少なくとも 30 A の電流が必要です。この値は原則として外国製品の場合であるためです。高周波ダイオードは、ほとんどの家庭用ダイオードのように、容量性フィルタで動作するときの平均整流電流ではなく、許容ピーク電流または能動負荷への平均整流電流のいずれかを表します。 特にダイオード 40CPQ100 と 50CPQ100 (IR) をお勧めしますが、小売価格は約 6 ～ 7 ドルです。 アンプをリピート使用する際に、不良部品や規格外部品の使用による問題を避けるために、注意してチェックすることをお勧めします。 深いフィードバックと数十個のトランジスタの直接接続を備えた広帯域アンプで障害のある部品を見つけるには、ほぼ確実に素子の事前テストよりも多くの労力が必要になります。 コンポーネントチェック 提示されたアンプの回路と設計は、宣言された特性（抵抗R60による静止電流というパラメータをXNUMXつだけ設定する場合）が得られることを保証しているという事実にもかかわらず、これは、設置前にコンポーネントをチェックする必要がないことを意味するものではありません。 この状況は、適切な製品の中から少数の欠陥製品を「溶解」することが南東部だけでなく、多くの西側企業でも、特に小売チェーンやロシアに納入する際に行われているという事実によって引き起こされます。 国内企業はまた、欠陥製品を良品と一緒に小売り市場やラジオ市場に「投げ入れる」こともよくあります。 その結果、著者の推定と個人的な経験によれば、個人が標準以下の要素を購入する確率は 2 ～ 4% 未満になる可能性は低いです。 言い換えれば、アンプの各チャンネルには XNUMX 以上の部品があるにもかかわらず、平均して XNUMX 個の素子のうち XNUMX ～ XNUMX 個の素子に欠陥があることが判明します。 すでに組み立てられた構造物内の欠陥要素を探すには多大な時間と労力がかかり、また、XNUMX つの要素の欠陥が他の要素の故障につながる可能性があることを考慮すると、部品の受入検査の必要性は明らかです。 信頼性の問題は、国内および外国の多くのコンポーネントの仕様に、量産時の制御に便利なパラメータのセットが少数 (そして多くの場合不十分) しか含まれていないという事実によって複雑になります。 同時に、バイポーラトランジスタのコレクタの臨界電流や体積抵抗など、多くの重要な特性は、その影響を無視できないにもかかわらず、標準化されておらず、製造時にテストされていません。 したがって、たとえば、トランジスタの特定のインスタンスが正式に使用可能であるにもかかわらず、納入仕様で規制されていないパラメータのいずれかが使用可能であることが判明するため、設計にそれを組み込むことが望ましくない、という状況が発生する可能性が十分にあります。このタイプのコンポーネントの平均よりもはるかに悪いです。 このため、ハイエンドデバイスを組み立てる際には、コンポーネントを慎重にテストする必要があります。 受動素子の主要部分（抵抗、小型コンデンサ、ダイオード、ツェナーダイオード）については、チェックを行っても問題ありません。 抵抗器は、公称値からの許容偏差と接触の信頼性をオーム計でチェックします (タイプ C1 ～ 4 および BC の国産抵抗器は、接触キャップの巻きが不十分である場合があります)。 さらに、家庭用抵抗器の端子には、組み立て前に錫メッキが必要な場合がよくあります。 この場合、活性フラックスの使用は受け入れられず、端子をきれいにするには「インク」消しゴムを使用することをお勧めします。 推奨される低電力抵抗器のタイプは、MLT、OMLT S2-23 です。 最も高い要件は、抵抗 R1、R2、R7、R20、R22 ～ R24、R29 ～ R31、R36、R40、R122、R123 に課されます。 これらの抵抗器は金属誘電体、またはさらに良いのは金属膜 (金属膜) - MLT、OMLT S2-23、S2-13、S2-26、S2-29V である必要があります。 抵抗器を選択する際、許容誤差が ±2% 以上ある場合は、次の比率を維持することをお勧めします。 [(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 - 偏差は 1...3% 以下です。 [（R23 + R24 + R122 + R123）/ R30] x [R29 /（R36 + R40）] =2-偏差は2...3％以下です。 ロシアで販売されている輸入抵抗器のほとんどはカーボン（Carbon）であるため、輸入抵抗器を購入する場合、上記の代わりに、金属誘電体を装ってカーボン抵抗器または複合抵抗器を購入するリスクがあります。 この場合、偽物でのみカーボンである公差1％以下の抵抗に焦点を当てる方が良いでしょう。 カーボン抵抗と複合抵抗の主な欠点は、高い非直線性 (最大 0,05 ～ 0,1%) と、電流が流れるときのノイズの増加です。 抵抗器のノイズは、熱力学 (スペクトル密度と 抵抗器の過剰なノイズにより、アンプの固有ノイズは信号レベルの増加とともに増加します。R1、R7、R22、R23、R24 としてカーボン抵抗器を使用すると、この増加は 20..30 dB に達する可能性があります。 金属皮膜抵抗器を使用すると、この問題は解消されます。金属皮膜抵抗器のノイズは 0,1 ～ 0,5 μV/V ですが、金属誘電体抵抗器の場合は 0,5 ～ 2 μV/V よりわずかに高くなります。 金属誘電体抵抗器 R1、R2、R7、R20 ～ R31、R35R40、R42 ～ R46、R59、R63、R94 ～ R109、R122、R123 (MLT、OMLT、S2 ～ 23) を使用することをお勧めします。 また、差が 38 ～ 44% 以内になるように、R59、R63 と R2、R3 をペアで選択することをお勧めします。 他の抵抗器の要件ははるかに低くなります。 したがって、抵抗器 R3 ～ R6、R8 ～ R19、R32、R34、R47 ～ R58、R61、R62、R64 ～ R93、R110 ～ R117、さらには R33、R37、R39、R42、R43 の特性を損なうことなくカーボン製にすることができます。増幅器。 トリマー抵抗器 R60 - サーメット SPZ-19a (輸入品のサーメットまたは「ポリマー」も適しています)。 他のトリミング抵抗、特にオープン抵抗の使用は、信頼性が低いため推奨されません。 抵抗R118～R121は市販品（SQP型）を使用しましたが、C5-16や並列接続の2ワットMLT C23-XNUMXなどでも代用可能です。 輸入品から、最大1000 pFの容量を持つセラミックコンデンサ-K10-7v、K10-17、K10-43a、K10-47a、K10-506（グループTKE PZZ-M75）を使用することをお勧めします。 NPO法人。 熱的に安定性の低いグループのコンデンサは、非線形特性、圧電効果、焦電効果、その他の「利点」を備えた強誘電体から作られています。 オーディオ回路におけるセラミックコンデンサの悪名は、まさにこれらの機能と関連しています。 TKE が低いコンデンサは、通常、完璧に動作します。 ガラスエナメルコンデンサ SKM、K22U-16、K22-5 も使用できます。 低容量フィルムコンデンサのうち、ポリスチレン（PM、K70-6）などの輸入品も使用できますが、固有の寄生インダクタンスにより安定余裕が小さくなる可能性があります。 小型コンデンサの管理は、漏れ抵抗 (少なくとも 100 MOhm)、静電容量値 (許容差最大 ±5%)、および少なくとも 25 V のブレークダウン電圧 (46 V に耐える必要がある C50 を除く) をチェックすることになります。 使用する静電容量計で品質係数 (またはその逆正接) を決定できる場合、動作中のコンデンサの周波数 100 kHz ～ 1 MHz での品質係数は少なくとも 2000 である必要があります。値が低いほど、コンデンサの欠陥を示します。コンデンサー。 推奨デバイス - E7-12、E7-14。 コンデンサ C6、C8、C10 ～ C12、C15、C19、C25、C40 ～ C44 はブロッキング コンデンサであるため、特別な要件はありません。 それにもかかわらず、セラミックコンデンサ KM-5、K10-17、K10-23、および NZO (輸入コンデンサの場合は X7R) と同等の TKE グループの同様のものを使用することをお勧めします。 これは、H70H90 グループ (Z5U、Y5V) のコンデンサでは、実際の静電容量が数 MHz を超える周波数で著しく低下するという事実によるものです。 破損の有無（静電容量の存在）と25〜30 Vの電圧での故障についてのみそれらをチェックすることは理にかなっています。 分離コンデンサＣ１はフィルムであり、好ましくはポリプロピレン、ポリスチレンまたはポリカーボネート（Ｋ７８－２ｂ、Ｋ７１－４、Ｋ７１－５、Ｋ７１－７、Ｋ７７－１、Ｋ７７－２ａ）である。 ただし、K1-78 を除いて、その寸法は非常に大きいため、著者は 2 Hz (少なくとも 71) および 4 kHz (少なくとも 71) の周波数での品質係数によって選択されたダクロン コンデンサ K5-71 を使用しました。 7 Hz、77 kHz、および 1 kHz の周波数における静電容量の差は 77% を超えてはなりません。 残念ながら、一部のバッチでは低電圧 K73-17 で欠陥が発生する可能性が非常に高いため、測定機器がない場合は、高電圧のもの (160 または 250 V) を使用することをお勧めします。 同様の理由で、C77、C78にも高圧コンデンサを使用しました。 ところで、オーディオマニアの間で人気のあるブランド（MIT、SOLENなど）の輸入コンデンサーの研究では、K73-17、特にK78-2は言うまでもなく、K71-7の好例に対しても何の利点も示されていないことに注意してください。 C1 定格は約 20 Hz のカットオフ周波数を得るために選択されましたが、小型スピーカーを備えたアンプを使用する場合は、低域の過負荷を避けるためにカットオフ周波数を 40 ～ 50 Hz に増やすことが理にかなっています。周波数スピーカーヘッド。 コーンの過剰な移動によって生じる歪みを減らすことで、低音の品質、そして多くの場合「量」がさらに向上します。 PA チャンネルのコンデンサ C1 の静電容量の変動は 5% を超えてはなりません。 コンデンサ C5、C9、C31、C32、C35、C37、C39、C45、C47-C51、C77、C78 - lavsan - K73-17 または同様の輸入品 (マイラー、ポリエステル)。 それらの主な要件は、小さい寸法と適度な寄生インダクタンス (0,02 ～ 0,04 μH 以下) です。 コンデンサを購入した後は、高周波での等価抵抗を確認することをお勧めします（以下を参照）。亜鉛または錫鉛はんだベースのコンデンサのエンドフィリングとプレートのアルミニウムメタライゼーションの接触に欠陥があるためです。 。 これは、C47 ～ C49、C77、および C78 にとって最も重要です。 抵抗の有効成分は 0,2 ～ 0,3 オームを超えてはなりません。 コンデンサ C52 および C79 は、低インダクタンス (干渉抑制) を備えたポリプロピレン、K78-2、または同様の輸入品です。 他のタイプのコンデンサと交換することは望ましくありませんが、静電容量は重要ではありません。C52 の定格は 4700 ～ 2200 pF、C79 ～ 1500 ～ 3300 pF の範囲にあります。 このテストは、許容電圧 (少なくとも 50 V)、静電容量、および品質係数 (1000 kHz または 100 MHz の周波数で少なくとも 1) を監視することになります。 酸化物コンデンサ C2、C4、C13、C14、C20、C27、C30、C33、C53-C76、C80、C81 - 国内 K50-35、K50-68。 輸入コンデンサを選択する場合、メーカーではなく実際の特性が重要です。 最良のコンデンサは、インダクタンスが低く、等価直列抵抗、つまり ESR が低いコンデンサです (輸入品では、これは「低 ESR」グループです)。 これらは主にスイッチング電源を目的としています。 このようなコンデンサは多くのメーカーによって製造されていますが、従来のものよりも高価であり、多くの場合、注文を受けてからしか購入できません。 一般的なコンデンサでは、日立、マルコン、ニチホン、リファ、ルビコン、サムスンの製品をお勧めします。 ちなみに、酸化物コンデンサのメーカーのカタログをよく分析してみると、いわゆる「オーディオ用」と呼ばれる大容量のコンデンサは、せいぜい「低ESR」グループのコンデンサを改良したものに過ぎないことが分かります。マーキング。 比較的小さな静電容量を持つ酸化物コンデンサ (C2、C4、C13、C14、C20、C27) をチェックするには、結局、定格電圧 (10 ～ 20 μA 以下) での漏れ電流を測定し、インダクタンスと ESR を評価する必要があります。 。 漏れ電流の測定方法は明らかであり、直列抵抗とインダクタンスの決定は次のように行われます。 さまざまな周波数の交流が、抵抗値 R = 300 ～ 750 オーム (0,5 ～ 1 W) の非ワイヤ抵抗と直列に接続されたコンデンサを通過し、出力電圧が少なくとも 5 V の正弦波信号発生器に送られます。 、その両端の電圧はミリボルト計またはオシロスコープで測定されます。 コンデンサの電圧と 1 kHz ～ 1 MHz の範囲の周波数のグラフが、両軸に沿った対数座標でプロットされています (図 8)。 通常、それは頂点を下にした鈍角の形をしており、左の分岐の経路はコンデンサの実効静電容量によって決まります。高周波での電圧の増加はコンデンサの寄生インダクタンスに関連しており、角度の「鋭さ」は直列抵抗に依存します。
これらの値は、次の方法でグラフから実践するには十分な精度で決定できます。 まず、曲線の最小値に対応する電圧 U1 を見つけます。 次に、曲線の上向きの「分岐」への接線を作成し、その交点をマークします (図 8)。 交点に対応する電圧と周波数はそれぞれ U2 と fo で表されます。 この後、次の式を使用してコンデンサの ESR、実効静電容量、寄生インダクタンスを見つけるのは難しくありません。
どこで Rep - EPS、UG - 発電機電圧。 当然のことながら、コンデンサの 1 つまたは 0,1 つのコピーについてのみグラフを作成するだけで十分です。残りのインピーダンスは、最小直列抵抗に対応する周波数および約 0,15 MHz の周波数で 4700 つまたは 3300 つの点でチェックされます。 許容 ESR 値は、1,5 および 220 uF のコンデンサでは 0,02 ～ 0,05 オーム以下、XNUMX uF のコンデンサでは XNUMX オーム以下です。 それらの許容インダクタンスはそれぞれ XNUMX...XNUMX μH 以下です。 大容量の酸化物コンデンサをテストすることが不可能な場合は、「セーフティネット」として、フィルムまたはセラミックコンデンサを使用して、数マイクロファラッドの定格の適切な電圧に分流することができます。 低電力ダイオードのテストは、順方向電圧 (0,7 mA の電流で 20 V 以下) の監視に加えて、最終的には小さな逆電圧 (3 ～ 6 V) での漏れ電流を評価することになります。たとえば、制限付きのダイヤル電圧抵抗計は、少なくとも 100 MOhm の測定に適しています (たとえば、VK7-9、VK7-15)。 したがって、VK7 ～ 9 の場合、100 MΩ の制限では、針の合計たわみの電流は 60 nA であり、その顕著なたわみは 1 nA の電流ですでに発生しています。 逆電流を測定するときは、ダイオードを光から保護する必要があります。 漏れ電流に関する最も厳しい要件は、VD1、VD2、VD15、VD16 に課されます (+2 ～ 3°C の温度で 60 ～ 80nA 以下)。 VD9 ～ VD14 の場合、許容される電流は 10...15 nA 以下です。 特にダイオード VD26、VD27 の要件に注目する価値があります。これは順方向電圧降下が 0,7V 以下 (温度 20°C、電流 20mA の場合)、漏れ電流が 3 以下です。逆電圧 5V、温度 +120.. .60°C で ..80 μA。 他の小信号ダイオードの場合は、抵抗計を使用した簡単なチェックに限定するだけで十分です。 整流ダイオード VD28 ～ VD31、特に VD36 ～ VD41 は、それぞれ少なくとも 100 および 150 V の逆降伏電圧についてテストする必要があります (逆電流値は最大 100 μA、温度は +60 ～ 80 °)。 C)。 さらに、36...41 Aの電流パルスが流れるときのダイオードVD50～VD60の順方向電圧をチェックする必要があります。 このようなチェックの図を図 9 に示します。 オシロスコープで観察される VD38 ～ VD41 ブリッジのダイオードの順方向電圧の値は 1,3 ～ 1,5 V を超えてはなりません。ダイオード VD36、VD37 の場合、この電圧は最大 2 V まで許容されます。制限電流での電圧降下の増加は、信頼性が低くなる可能性があります。
ツェナー ダイオード VD22 ～ VD25 は、7 ～ 8 mA の電流で安定化電圧について通常の方法でテストされます。アンプにツェナー ダイオードを取り付ける場合は、安定化電圧 VD23 が 70... に等しいか約 100... VD24よりXNUMXmV大きい。 ベース電流の伝達係数とブレークダウン電圧 Uke については、トランジスタ VT1 ～ VT10、VT44、VT45 をチェックするだけで十分です。VT21 ～ VT1 の係数 h4E は 80 ～ 600、VT5 ～ VT12 - 50 以内である必要があります。コレクタ電流 250 ～ 5 mA で ..10。 ベースがオフで温度 1 ～ 4 °C の VT80 ～ VT100 のブレークダウン電圧は少なくとも 25 V、VT5、VT8、VT9、VT10、VT44、VT45 の場合は少なくとも 80 V、およびVT6、VT7 - 40 V 以上。破壊の開始の基準は、電流が 50 μA を超えて増加することです。 トランジスタを選択する場合は、VT21、VT6 として係数 h7E が最も大きいものを使用するのが良いでしょう。 トランジスタ VT11、VT12、および VT15 は、温度 21 ～ 50 °C、電圧 Uke = 5 ～ 60 V で、h80E が少なくとも 6、初期コレクタ電流 Ikeo が 10 μA 以下でなければなりません。 VT13、VT14 の電流伝達係数は重要ではありません。 コレクタ電流が 10 mA および Uke = 6...10 V の場合、それが 40 より大きいことが重要です。トランジスタ VT16 ～ VT19 の要件はより厳しく、コレクタ電流が約 21 mA および Uke の場合の h10e はさらに厳しくなります。 = 5 V は少なくとも 60 (70...100 が望ましい) でなければなりません。 同様の要件が VT20 ～ VT27 にも適用されます。 係数 h21e に従ってトランジスタを選択する必要はなく、スプレッドが 50 ～ 80% を超えなければ十分です。 出力トランジスタ (VT28 ～ VT43) の場合、係数 h21e は 40 A の電流で少なくとも 1 でなければなりません。安全動作領域が小さいため、h21e>80 のトランジスタを使用することは望ましくありません。 ベースオフ時の降伏電圧 Ukeo は、VT100、VT20、VT13 b ～ VT14 は 1 μA の電流で 19 V 以上、VT80 ～ VT20 は 43 V 以上（降伏開始電流は 0,2 mA です）必要があります。 VT20 ～ VT27、VT2 ～ VT28 は 43 mA)。 電圧試験温度受尾-60...80°C。 VT13、VT14、VT16～VT43については、より詳細なチェックが必要です。 これは、これらのトランジスタのいずれかに欠陥があると、他の多くのトランジスタの故障につながる可能性があるという事実によるものです。 この点に関して、コレクタの臨界電流と体積抵抗を確認することもお勧めします。 抵抗が過度に高いと (高電圧トランジスタに典型的)、トランジスタが早期に準飽和モードに入ります。 このモードのトランジスタは動作し続けますが、その増幅と周波数特性は大幅に低下します。つまり、カットオフ周波数が XNUMX 桁または XNUMX 桁低下し、電流伝達係数が低下し、実効コレクタ容量が増加します。 このようにトランジスタの慣性が急激に増加すると、アンプの特性が劣化するだけでなく、0,6 ～ 2 MHz の周波数でアンプが自励励起し、その後電流による過熱により故障が発生する危険性が生じます。 この点に関して、トランジスタＶＴ１３、ＶＴ１４、ＶＴ１６〜ＶＴ４２は、比較的低い動作電流を有するモードを選択することによって準飽和モードに入ることが防止される。 電流がさらに減少すると、アンプのスルーレートと安定マージンが減少します。 ただし、コレクタ体積抵抗のばらつきはトランジスタメーカーによって規格化されていないため、検証が必要です。 アマチュア条件では、h21e の電圧 Uke への依存性を決定することから構成されます。 この手法は、ベース電流を調整することで特定のトランジスタのコレクタ電流を電圧 Uke = 5 ～ 10 V に設定し、この電圧をコレクタ電流の 10 ～ 15% の減少に対応する値まで下げることで構成されます (同じベース電流で）。 これは、コレクタ電流の急激な降下が始まる電圧であり、(特定のコレクタ電流における) トランジスタの準飽和が始まるしきい値になります。 KT9115 トランジスタのしきい値電圧は、5 mA のコレクタ電流で 14 V 以下である必要があり、KT969 は同じ電流で - 3 V です。 VT13 としては、準飽和しきい値電圧が最も低いトランジスタを使用することをお勧めします。 それらの初期値として使用される値 h21e は、Uke = 10...12V で測定する必要があります。 トランジスタ KT961 および KT639 は 100 ～ 150 mA の電流でテストされ、Uke = 21V での初期係数 h5e を測定します。 この電流でのしきい値電圧は、KT1,5 の場合は 639 V、KT1,2 の場合は 961 V を超えてはなりません。 トランジスタ KT818 および KT819 は 2 A の電流でテストされますが、初期 h21e は Uke = 5 V で測定する必要があり、しきい値電圧は KT1,8 では 818 V、KT1,5 では 819 V を超えてはなりません。 トランジスタ KT818 および KT819 の臨界電流のチェックは、Uke = 21 V およびコレクタ電流の 5 つの値 (1 A および 3 A) での h21e の測定から構成されます。3 A の電流で測定された h65e の減少は、最大 1% まで許容されます。 XNUMXAの電流に相当する値です。 インデックスG818のトランジスタKT819およびKT1は、KT818GMおよびKT819GMの正確な類似体であり、ハウジングのタイプ（プラスチック-KT43-1）のみが異なります。 トランジスタと 50 mA を超える電流をテストする場合、トランジスタを加熱するのに十分な大きさの電力が放出されるため、測定は非常に迅速に (数秒以内に) 行うか、トランジスタをヒートシンクに設置して行う必要があります。 オペアンプDA1、DA3、DA4の確認は以下のとおりです。 オシロスコープとジェネレータを使用して、図10の回路の周波数と速度特性を確認します。 有効性の基準は、少なくとも 5 V/μs の大振幅矩形信号 (入力で 60 V) の立ち上がりおよび立ち下がりレート、および最大 4 V の振幅を持つ正弦波信号の形状に目に見える歪みがないことです。周波数は 1,5 ～ 2 MHz。 信号のないときのオペアンプの消費電流 (パワー フィルタ抵抗の両端の電圧降下で測定) は 5 ～ 10 mA 以内である必要があり、周波数 20 kHz での最大出力電圧の振幅は少なくとも以下である必要があります。 ±14 V。制限からの離脱には過渡的なプロセスが伴うべきではありません。
ノイズとオフセット電圧は、入力を短絡して接点 S1 と S2 を閉じることによってチェックされます。これにより、オペアンプがゲイン 50 dB のスケール アンプ モードに切り替わります (S2 をオンにすると、ノイズ帯域幅が 50 kHz に制限されます)。 出力ノイズ電圧は 1,4 mV (オシロスコープ表示では 7 mV ピークツーピーク) を超えてはならず、DC オフセットは ±1,5 V を超えてはいけません。 オペアンプ DA2 のテストは、図の回路に従ってオンにして実行します。 11. 有効性の基準は、出力に 200 mV 以下の DC 電圧が存在すること、および DA3 のピン 2 を手で触れたときにオペアンプ出力にノイズ信号が現れることです。
オペアンプ DA5 も同様のスキームを使用してチェックされます。 定常状態の出力 (1 ～ 2 分後) では、DC 電圧が 80 mV を超えてはならず、オシロスコープ画面上のピークツーピークのノイズ電圧が 1 mV (ピークツーピーク) を超えてはなりません。 ノイズを測定する場合は、適切なシールドを設ける必要があります。 寸法 310 x 120 mm のボード (図 12 を参照) は、金属化された穴を備えた厚さ 1,5 ～ 2 mm の両面フォイル グラスファイバーでできています。 KT-12 (KT28G および KT818G など) または TO-819 パッケージ (リード ピッチ 220 mm) でアームごとに最大 2.5 個のパワー トランジスタの出力段に取り付けるように設計されています。
PCB の機能とアンプの取り付け 図では、 図 13 は、12 つのチャネルの基板上の要素の配置を示しています (図 4 を参照)。 回路図 (図 23) に示されているほとんどの要素に加えて。 このボードを使用すると、多数の追加コンポーネントを取り付けることができます。 ボード上の古い要素と新しい要素の番号付けの一貫性を維持するために、それらの要素には連続したシリアル番号または文字インデックスが割り当てられます (たとえば、VT86A)。 RXNUMXB。
結論 K0、K1 - 共通電源 K2-共通信号、短絡-信号入力; FBH-出力+OS; FBL-exit-OS。 このボードは、より一般的な高出力トランジスタ KT818G および KT819G をアームごとに最大 12 個取り付けるように設計されています。 この点で、リピータの 20 段目 (VT27 ～ VT16B) のトランジスタの数がアームごとに 27 個から 76 個に増加し、VT77 ～ VT130B の静止電流も増加しました。 さらに、いくつかの抵抗器R150の値を変更する必要がありました。 R390 は (78 オームではなく) 81 ～ 8,2 オームになりました。 R15-R64 - それぞれ 66 ～ オーム (10 オームではなく)。 R16、R19 の定格を 1,5 オームに下げることも理にかなっています。 トランジスタ VT2 ～ VT25 には、厚さ 13 ～ 14 mm、表面積少なくとも 8 cm^ のアルミニウム合金製のプレート ヒートシンクが、トランジスタのペアごとに 10 つ装備されている必要があります。 VT13 と VT14 には小さなヒートシンク (59...63 cm^) も提供されています。 発熱を軽減するVT160。 VT150 は、RXNUMX および RXNUMX の定格を (XNUMX オームではなく) XNUMX オームにわずかに高めることもできます。 さらに、R82 ～ R85 の定格は (13 オームではなく) 68 オームに減り、R86 ～ R93 - は (3,3 オームではなく) 4,7 オームに減ります。 この変更は補正回路の定格にも影響を与えました。C16 の静電容量は (470 ではなく) 270 pF になりました。 R25 と R26 - それぞれ 2.7 kOhm (それぞれ 4,7 kOhm と 1 kOhm の代わり)。 R33 の定格は (47 ではなく) 220 オームになりました。 R38 および R44 - それぞれ 2.2 kΩ (2 kΩ ではなく)。 R64 と R66 - それぞれ 10 オーム (15 ではなく)。 コンデンサC17。 C18 は、3 ～ 3,3 pF の 6,2 つの管状のもの、または XNUMX pF の XNUMX つで置き換えることができます (必要に応じて、過渡プロセスのタイプに応じて選択します)。 VD20、VD43 を開いたときに VT26 ～ VT27 間の最小電圧降下を増やすには、KD16A ダイオードをトランジスタ VT19 ～ VT521 のエミッタと直列に順方向に接続することをお勧めします。 取締役会には彼らの入る余地はない。 したがって、対応するエミッタ端子とコンタクトパッドの間のギャップにダイオードをはんだ付けするのが最も便利です。 PA 自体の歪み (出力信号の「ハード」制限によって引き起こされる) を示すことに加えて、「ソフト」リミッターの動作を示す機能が導入されました。 これは、回路を変更することで実現されます (図 14 を参照)。 「ソフト」リミッターがトリガーされると、対応する符号の電圧が抵抗 R126 に表示され、ソフト リミットしきい値を 0,6 ～ 90 mV だけ超えた場合、その絶対値は 100 V に達します。 この電圧がさらに 1,2...1,3 V を超えると、ダイオード VD46 ～ VD49 によってブロックされます。
さらに、オペアンプ DA 1 の出力段をクラス「A」モードに切り替えて、比較的低インピーダンス (3.5 kOhm) 負荷で動作する場合の非線形性と RF 干渉検出の影響を軽減することができます。 値が 4 ～ 6 mA の電流源は、電界効果トランジスタ VT46 タイプ KP303E または KP364E と抵抗 R125 (約 150 オーム) で作られます。 電流源がなくても KR140UD1101 の歪みは非常に小さいため、UMZCH の全体的な歪みレベルに過度の影響を与えることはありません。 VT46 および R125 のインストールはオプションです。 VT46 を取り付ける場合は、ドレイン・ゲート間耐圧が 40 V を下回らないことを確認する必要があります。 設備の寄生インダクタンスを最小限に抑えるために、出力段 VT20 ～ VT43 のトランジスタの端子はプリント基板に直接はんだ付けされています。 この措置は事実によるものです。 パワートランジスタのエミッタ端子の寄生インダクタンスにより、実際のカットオフ周波数が低下するということです。 これを考慮すると、カットオフ周波数が 5 ～ 8 MHz の比較的「遅い」出力トランジスタでも性能を実現するには、設置導体の寄生インダクタンスを完全に低減する必要があることがわかります。電流フローループの領域を調整し、それらを導電面の近くに配置します。 この目的のために、特にダイオード VD37 ～ VD41 のような出力トランジスタ (図 13 の赤色で示されています) は、ヒートシンク側のプリント回路基板の下に配置され、次のようなガスケットで絶縁されています。最後の手段として、lavsan 社の「Nomacon」などの熱伝導性ゴムを使用します。 マイカ、ベリリウム、または窒化アルミニウムのセラミックを熱伝導性ペーストと組み合わせて使用することもできます。 ガスケット、特に薄いガスケットを使用する場合は、金属やすりやバリが付着しないように、合わせ面の清浄度を注意深くチェックする必要があります。 15 チャンネル用の XNUMX つのヒートシンクがアンプのハウジングの側壁の形で統合されています。 ヒートシンクの図を図に示します。 XNUMX.
VT28～VT43、VD36～VD41のクランプは鋼板を使用して行います（図16）。
強力な半導体デバイスを「平面」に配置することで、ボードは構造的にヒートシンクと結合されます。 この状況では、特別なアンプアセンブリ技術を使用する必要があります。 まず、コンデンサ C80、C81、トランジスタ VT15、VT20 ～ VT43、ダイオード VD36 ～ VD41 を除くすべての部品をプリント基板に実装します。 次に、これらのトランジスタ（VT15を除く）とリードがモールドされたダイオードを、たとえば導体を使用してヒートシンク上の台座に配置し、プレート（詳細は後述）でこのようにプレスします。 少ない力で移動できるようにします。 次に、素子の可動性を利用して端子を穴に合わせて基板を端子上に置きます。 この後、ボードは高さ 10 mm の取り付けポスト (ボードの隅近くの 20 つの穴) またはいくつかの一時的な支持体、たとえば 43 mm の立方体の堅木に固定されます。 次に、すべてのピン VT36 ～ VT41 と VD20 ～ VD43 をはんだ付けします。 この後、クランプが解放され、基板がダイオードとトランジスタとともにラジエーターから取り外されます。 VT36～VT41、VD40～VD41（C80.C81.の下にある端子VD0,6、VD80が基板から81mm以上突き出ていないこと）のはんだ付けの良否を確認し、コンデンサC28を取り付けてください。 C43。 トランジスタとダイオードの取り付けはいくつかの段階で実行できますが、VT15 ～ VTXNUMX から始めるとより便利です。 温度センサーとして機能する VTXNUMX トランジスタは、本体が止まり穴に収まるように基板にはんだ付けされています。 ヒートシンクに穴を開けました。 この設計により、この高インピーダンス増幅回路の寄生容量が最小限に抑えられます。 あとは、すべての接触面を熱伝導ペーストの薄い層で潤滑し、VT 15 のヒートシンクの穴をペーストで埋め、すべてを「きれいに」慎重に組み立てるだけです。 トランジスタを配置するときは、ルールに従ってください。最小の h21e を持つトランジスタはアンプ基板の低信号側に配置され、最大の - を持つトランジスタは XP4 側に配置されます。 トランジスタ VT20 ～ VT27 は、ナット付きスタッドまたは六角頭付き M2.5 ボルトを使用して、絶縁ガスケットを介してヒートシンクに取り付けられます。 ナット（またはボルト）はスパナで締めます。 留め具がトランジスタのコレクタと短絡するのを防ぐために、直径 2,8 ～ 3 mm、長さ 2 mm の薄肉の絶縁チューブがスタッドに取り付けられます。 このようなチューブを作るのは、例えば機械油で軽く潤滑した直径 2,5 ～ 2,6 mm のマンドレルにマイラー粘着テープ (「スコッチ テープ」) を数回巻き付けることによって作ることは難しくありません。 トランジスタとダイオードの接地面は、設置前にブロック上で接地する必要があります。 この後、ガスケットの切断を防ぐために、取り付け穴とトランジスタハウジングの端から小さな面取り（0,2〜0,3 mm）が除去されます。 負荷開閉リレーを接続するために、PLS タイプの XP26 ピン コネクタの 2 ピン部分がボードに取り付けられています [10]。 コンピュータで使用されます。 出力フィルタ回路はコネクタの偶数接点に接続され、強力な増幅段の出力は奇数接点に接続されます。 利用可能なコネクタの品質に疑問がある場合は、リレーからのケーブルをボードに直接はんだ付けできます。 各アンプチャンネルのボードからの出力信号も、HRZ コネクタを介して 26 芯リボンケーブル経由で供給されます。 「信号」接点は奇数番号の接点であり、偶数番号の接点はコモン線に接続されます。 この場合、出力フィルタ要素は L1、L2、R118 ～ P.121、C77 ～ C79 となります。 ジャンパ S2 と S3 は、アンプの出力端子の近くに配置された小さなシールド基板上にあり、リアパネルからジャンパにアクセスできます。 シェル間の距離は少なくとも25 mmであり、互いに直角に配置することをお勧めします。 コイル L1 (1,3 µH) には 11 ターン、L2 (1.8 µH) には直径 14 ～ 1.7 mm の PEV ワイヤが 2 ターンあります。 直径18mmのフレームに順番に巻かれます。 コイルはエポキシ樹脂で固定されています。 フィルター板のスクリーンは非磁性体でできています。 コイルから少なくとも 25 mm 離す必要があります。 アンプの安定性を維持するには、リボン ケーブルの長さが 350 mm を超えないようにしてください。 アンプの設置を簡素化するために、±53 V 整流器 (図 8 の VD9、VD7) のダイオード ブリッジがオートメーション ユニットから PA ボードに移動されました。 各ブリッジ (ボード上の VD42 ～ VD45) は、別個の KD243B ダイオードを使用して組み立てられます。 KD243VまたはKD247B。 ピーク電流を低減するには、コンデンサ C80 を使用します。 C81 は、より小さい容量 (1000 µF) で使用する必要があります。 電源トランス T1 の巻線の端子は、ピン ピッチ 4 mm の MPW-8 タイプ [11] の 5.08 ピン XPXNUMX コネクタを介してアンプ基板に接続されています。 大電流回路の接点を二重化することにより、信頼性と低い遷移抵抗を実現します。 コネクタの代わりに、端子コネクタを取り付けることも、プリント基板の穴にワイヤをハンダ付けすることもできます。 設置を容易にするため、アンプボードとオートメーションユニット間のすべての接続は 1 つのコネクタ XP1 に接続されます。 したがって、ボードには 4 つの接点を持つコネクタ (図 14 の XP14) の代わりに、1 接点を持つ XNUMX つの IDCXNUMX タイプのコネクタが搭載されています。 連絡先の目的と番号は表に従って変更されています。 XNUMX.
コネクタの嵌合部分のコンタクトの番号はそれに応じて調整されます (図 1 の XS5)。 過負荷インジケーターと「リセット」ボタンを介してアンプボードに接続されます。 定電圧検出装置のローパスフィルターの抵抗器 R16 (別のチャネルの場合は R26 -) (図 7 を参照) は、XP5 コネクタのピン 1 と追加の保護抵抗器 R124 (抵抗付き) を介してアンプ出力に接続されています。 0,3 ～ 4,7 kOhm - 図には示されていませんが、ボード上にあります)。 ソフト リミッターのアクティブ化信号 (図 14 を参照) は、歪みインジケーターと同様に設計された追加のしきい値ユニットを介してインジケーター (これについては記事の次の部分で説明します) に送信されます。 ソフト リミット インジケーターが導入されていないバージョンでは、VD46 ～ VD49 ダイオードがアンプ ボードに取り付けられていませんが、抵抗 R126 の代わりにジャンパーが半田付けされています。 VT46要素。 オペアンプ DA125 をクラス「A」モードに切り替える必要がない場合、R3 はインストールされません。 ジャンパ S1 (図 4 を参照) の代わりに、ボードには PLS コネクタの 2 ピン セクションがあります。 複数の機能を同時に実行します。 まず、スピーカーへの配線上の電圧降下補償器の動作モードを変更できます。 ピン 1 と 2 の間にジャンパを設定すると 4 線式モードが有効になり、ピン 3 と 30 の間にジャンパを設定すると XNUMX 線式モードが有効になります ([XNUMX] と同様)。 次に、アンプをテストする場合、このコネクタは、入力ローパス フィルタとソフト リミッタをバイパスして、抵抗 RXNUMX を介してアンプにテスト信号を供給するのに役立ちます。 これにより、XNUMX つの発生器からの信号を加算して相互変調歪みを測定し、パルス方形波信号によるアンプの過渡現象を観察することができます。 9115 つのプロトタイプアンプを使った実験では、当社が使用できる KT969 および KT70 トランジスタでは、テストしたトランジスタの 9115% 以上のカットオフ周波数が大幅に低いことがわかりました。 KT2 の推奨代替品は 1380SA969 です。 KT602 - KT2BM または 3502SC2 用。 これらのトランジスタは、538SAl2n3953SCXNUMX よりも自励しにくいです。 さらに、エクストリームモードでのアンプのテスト中に、KT639のような最終段の前段のトランジスタの信頼性が不十分であることが明らかになりました。 そしてBD139。 BD140。 著者が実施した、これらのトランジスタの既存のコピーの安全な動作の分野の研究では、高温でのアンプの信頼性の高い動作を保証するには不十分であることがわかりました。 特に電力網が不安定な人口密集地域では、アンプの信頼性を高めるために、負荷で実際に必要な最大電力に基づいて電源電圧を下げることをお勧めします。 アンプの出力段に±28 Vを超える電圧を供給する場合は、KT639ZhやKT961Aの代わりに安価な輸入品の2SB649トランジスタを使用する必要があります。 2SB649A（pnp構造）および2SD669。 2SD669A（npn構造）。 ±40 V の電源 - 2SA1837 および 2SC4793。 推奨以外のコンポーネントがアンプに使用されている場合、連続またはさらに悪いことに、有用な RF 信号に応じて個々のトランジスタが生成されることです。 この欠陥は VT13 にある可能性が最も高くなります。 VT14、VT6、VT8。 トランジスタＶＴ１３、ＶＴ１４の発生を抑えるために、それぞれ回路Ｂ６４Ｃ４１、Ｒ６６Ｃ４２を設けているが、ツェナーダイオードＶＤ２３を使用している。 大きな静電容量を持つ VD13 と高周波トランジスタ (14SA64 および 41SC66) の場合、ベース回路に抵抗値 42 ～ 23 オームの抵抗器を含める必要がある場合があります。 したがって、基板の裏側にはこれらの抵抗器用のパッドがあります (表面実装用のサイズ 24)。 同じ目的で、VT2 トランジスタのベースとエミッタの間に設置する場所があります。 定格がそれぞれ 1538 ～ 2 オームおよび 3953 ～ 22 pF の VT47 シリアル RC チェーン。 p-n 接合 VT6 の劣化の可能性を保証します。 過渡プロセス中、電力がコレクタ回路に供給されるとき、KD8A ダイオードを順方向にオンにする必要があります。その一方の端子はコレクタ (VT521、VT6) の穴にはんだ付けされています。 対応するトランジスタのコレクタは他方の端子に接続される。 抵抗器 R94 ～ R109 の電力。 R122。 R123は0.5Wまで低減可能です。 ちなみに、基板の設計により、0.25 W ではなく 0,125 W の電力の抵抗を使用できます。 基板上の実装密度を高めるために、多くの要素が他の要素の下に配置されます (たとえば、VD19 ダイオードは VT5、VT7 トランジスタの下に配置されます)。 そのため、抵抗やダイオードを設置した後にフィルムコンデンサなどの大型素子を設置します。 コンデンサ C53 ～ C76 の取り付け位置により、最も一般的な 22 つのサイズ (直径 25 または 10,3 mm、リード間の距離がそれぞれ 12,7 または XNUMX mm) を取り付けることができます。 爪型リードのコンデンサの取り付けも可能です。 不完全なコンデンサ C53 ～ C76 のセットを使用する場合は、基板の中心線の近くに配置することをお勧めします。 コンデンサ C30、C3Z。 C80 および C81 の直径は 18 mm 以下、リード間の距離は 7,5 mm である必要があります。 C1 の下の取り付け位置は、K73-17 コンデンサを取り付けるために設計されています。 K77-2。 K78-2 または輸入品 (リード間の距離 3.5、15、または 22.5 mm)。 セラミックコンデンサの端子は次のように形成されています。 それらの間の距離は5 mmになるようにします。 コンデンサ C11A を追加導入しました。 C19A - ブロッキング電源回路 = 16,5 V、容量は 0.1 µF。 プリント基板の片面はほぼ完全に共通線の層で占められているため、トラック間の短絡を探すときに「光を通して」チェックするのは難しいため、細心の注意を払う必要があります。 。 22 つのプロトタイプ基板を組み立てた後、リストされた推奨事項を考慮して組み立てられたアンプの予備テストが実行されました。 同時に、以前に実行されたパワーアンプ自体の測定（入力フィルターとソフトリミッターなし）とは対照的に、エンドツーエンドパスの歪みがフィルターとリミッターとともに測定されました。 テストは、実際にオーディオ技術の世界標準である Audio Precision System One 複合施設で行われました。 この複合施設で使用される歪み測定技術は、IEC によって標準化されています。 歪み成分だけでなく、広帯域ノイズ (80、200、または XNUMX kHz 帯域) も考慮に入れてください。 この機能により、信号レベルが低下すると歪みのレベルが増加しますが（ノイズによってマスクされます）、信号レベルの増加に伴うノイズの増加から、信号レベルの増加に伴うノイズの増加まで、さまざまなパラメトリック効果の積を検出することが可能になります。動的不安定性と設置干渉の検出。 電源電圧±4V、周波数38kHzおよび1kHzにおける20Ω負荷における電力レベルの関数としてのTHD+N測定の結果を図に示します。 このグラフは、アナライザーの最大感度での制限の自動切り替えによって引き起こされる特性の鋸歯状の動作を明確に示しています。 「ソフトリミッター」の動作開始は約17～80Wの電力に相当します。 100 ～ 12 W の出力電力で、80 kHz までの帯域の THD+N 値は 200% を超えません。 さらに、周波数 0.003 kHz での歪みのレベル (下の曲線) は、周波数 20 kHz の場合よりもわずかに小さいことがわかります。 1 W の電力で、UMZCH ボード (シールドとハウジングなし) の最大 1 kHz の帯域におけるバックグラウンド、ノイズ、干渉、および歪みの合計は、200% (-0,0085) dB のレベルを超えませんでした。
他の特性の中で、周波数 100 kHz における動的相互変調歪み (DIM-15) のレベルの入力信号電圧への依存性は興味深いものです (図 18)。
アンプのレイアウトを注意深く研究した結果、他にも多くの興味深い特徴が明らかになり、確認されました。たとえば、OOS がオンになる前であっても、信号周波数が増加すると出力段の「ステップ」が消失することが挙げられます。 構造的には、パワーアンプは金属ケースの中にいくつかのコンパートメントに分かれています。 要素は主にプリント基板上に配置されます。 ラジエーターの側壁に取り付けられたパワー アンプ ボードに加えて、ハウジングには出力フィルター ボード、負荷保護リレー ボード、オートメーション ボードが含まれています。 歪みと保護の作動を示す LED HL1 ～ HL4 と保護トリガー リセット ボタン SB1 (図 19 の図を参照) を備えたボードがアンプのフロント パネルに配置されています。 すべてのボードは、IDC シリーズ コネクタと導体数 14 および 26 のフラット ケーブルを介して相互に接続されます。はんだ付け接続は、信号回路と大電流電源回路でのみ使用されます。 電源トランス (TT. T2) は、シールドされたコンパートメントの 1 つのアンプ シャーシに直接取り付けられています。 オプトサイリスタ VS2 および VS100 は、変圧器と同じコンパートメントにある面積約 0,022 cm240 のプレート ヒートシンク上に絶縁ガスケットを介して取り付けられています。 アンプのハウジングからも絶縁されています。 電源スイッチの接点でのスパークを抑制するために、接点と並列に直列 RC 回路 (XNUMX µF、XNUMX オーム) が追加で導入されています。 アンプの入力回路には追加のシールドが施されています。 アンプのノイズ耐性を高めるために、入力および出力回路 (図 1 の T4. T7 ～ T19) にコモンモードトランスが設けられています。 各チャンネルのコモンモードトランス T1 は、透磁率が少なくとも 40、断面積が少なくとも 80 cm1000 の大型（直径 1 ～ 2 mm）フェライト リングで作成する必要があります。 一緒に折り畳まれた 10 本のワイヤの巻線の数は 15 ～ 1.5 の範囲であり、大電流導体の断面積は少なくとも 2 mm0.12 でなければなりません。 OS 回路の巻線を作成する最も簡単な方法は、MGTF-4 ワイヤを使用することです。 コモンモードトランス T7 ～ T0.07 は、フェライト リング K17x8x5 などの MGTF-20 ワイヤで作成できます。巻き数は約 47 です (ウィンドウが満たされるまで巻きます)。 寄生共振を抑制するために、抵抗 R50 ～ R2 も導入されました。 ジャンパ S3 と S4 の設計も変更されました (Radio. No. 11, 1999 の図 3 を参照)。それらは単一の 5 ピン グループに結合されています。 アンプを 4 線式モードにするには、接点 6 と 1、3 と 2 を閉じます (4 線式モードでは、XNUMX と XNUMX、XNUMX と XNUMX)。 アンプのセットアップ 説明したアンプには直接結合された多数のアクティブ素子があるため、アマチュア条件では段階的に構成することをお勧めします。 設定するには、次の機器が必要です: 帯域幅が少なくとも 20 MHz (できれば 150 ～ 250 MHz) で、5 目盛りあたり少なくとも 1 mV の感度を持つオシロスコープ (たとえば、C64-1、C65-1) .C70-1、C91-1、C97-1.C99-1.C114-1.C122-3)、振幅10...10V、繰り返し率250...の矩形パルスの発生器15 kHz、立ち上がり時間は 5 ns 以下。 振幅が最大 1 V、周波数範囲の上限が少なくとも 10 MHz (できれば最大 20...112 MHz。たとえば、GZ-3.9) の正弦波信号発生器。 この発生器の高調波歪みは問題ではありません。 さらに、デジタルまたはポインタマルチメーター、および少なくとも 10 W の消費電力を得るために、抵抗値が 25 ～ XNUMX オームの XNUMX つの巻線抵抗器が必要になります (機能をチェックするときに電源バスに含まれています)。 ）。 もちろん同等の荷重も必要です。 パルス発生器は、高速 CMOS マイクロ回路の要素を使用して組み立てられます。 たとえば、KR1564、KR1554、KR1594、74ANS、74AS、74AST シリーズでは、TL2 マイクロ回路 (または類似のもの) のシュミット トリガーを使用するのが最善です。 発生器自体（マルチバイブレータ）は既知の回路のいずれかを使用して組み立てることができますが、急峻なエッジを形成するには、その信号が直列に接続されたいくつかの論理要素を通過する必要があります。 HF での自励バーストが発生していないかアンプ段をチェックするには、少なくとも 250 MHz の帯域幅を持つオシロスコープが必要です (S1-75、S1-104、S1-108)。 それがない場合は、少なくとも 250 MHz の帯域幅を持つ検出ヘッドを備えた電圧計 (VK7-9、VK7-15) を使用して対処することができます。 アンプによってもたらされる非線形歪みの大きさと性質を評価したい場合は、ノイズと歪みが低い正弦波信号発生器 (GZ-102、GZ-118、GS-50) が必要になります。 ノッチフィルターと、残留信号を観察するための高感度 (100 目盛あたり 80 μV 以下) オシロスコープが装備されています。 少なくとも 4 dB のダイナミック レンジを持つスペクトラム アナライザ (SK56-XNUMX) も役立ちます。 アンプ内のはんだ付けはすべてネットワークから切断する必要があることを思い出してください。 まず最初に、電源とオートメーションユニットをチェックする必要があります。 前のパートで述べたように、歪みを示す信号ソースを選択する機能が導入されました。 この目的のために、連絡先グループ S1 が使用されます (図 19)。 接点 1 と 3、2 と 4 の間にジャンパーを取り付けると、PA 自体の歪みの表示に対応し、接点 3 と 5、4 と 6 の間にジャンパーを取り付けると、「ソフト」リミッターの動作を示します。
まず、安定化された電圧の値（±16...17.2 Vの範囲内である必要があります）、リップルの振幅（ピークツーピークは1 mV以下）、および約 5 mA の負荷 (8 W の電力で 100 オームの抵抗) でのスタビライザー DA160 ～ DA2 の自励励起がないこと。 リップルと発生の可能性は、入力を「閉じた」状態でオシロスコープでチェックします。 次に、オートメーションユニットがチェックされます。 これを行うには、端子 7 と 8 (または 4 と 11) DAZ と DA4 を、取り付けワイヤ (1MGTF-0.07 など) からのジャンパで共通ワイヤに一時的に接続します。 次に、オートメーションユニットの電源を投入し、DD6 の 3 番ピンにリセットパルスが通過することを確認します。 DD12 のピン 8 と 3 でのパルスの存在、およびオプトサイリスタとリレーのスイッチング シーケンスの通過 (Radio、No. 7、12 の図 1999 を参照)。 アンプの合計静止電流の増加により、「開始」抵抗器 (R11、R12) の数が 3 つに増加し、その定格が 100 ～ 120 オームに減少していることに注意してください。 DA3 コンパレータの診断ユニットをチェックします。 DA4 は共通線への入力の接続を外します。DA3 端子から対応するジャンパを外した後、入力電流により信号が入力に現れ、HL1 または HL2 LED が点灯します (U5 ボード、図 19 を参照)。 。 DA4 ピンから XNUMX つのジャンパのいずれかを外すと、数秒後にリレーとオプトサイリスタがオフになります。 テストの最後に、DA3 と DA4 からすべてのジャンパを取り外します。 変圧器 T1 の端子の正しいマークを確認することも重要です。巻線の接続が間違っていると、強力なトランジスタの故障や酸化物コンデンサのバッテリーからの「花火」など、広範囲にわたる影響が生じる可能性があります。 電源とオートメーションを確認したら、アンプ自体のセットアップを開始できます（もちろん、各チャンネルごとに個別に）。 まず第一に、調整された抵抗器 R60 のスライダーを、その最大抵抗に対応する位置に設定する必要があります (反時計回りにいっぱいまで)。 アンプの出力段をチェックする際に OOS ループを遮断するため、R33 のはんだ付けが一時的に外されます。 セットアップ時に「ソフト」リミッターの影響を排除するには、抵抗器 R16、R17 の抵抗を 56...62 kOhm に下げる必要があります。 また、公称値 10 ～ 22 kOhm のマルチターン可変抵抗またはトリミング抵抗を 10 つと、公称値 1 kOhm の通常の (シングルターン) 変数またはトリミング抵抗を XNUMX つ用意する必要もあります。 アンプをセットアップするときは、接点グループ SXNUMX にジャンパーを配置しないでください。 最初の段階は、VT5 ～ VT43 でのカスケードのパフォーマンスの評価です。 まず、DC モードと保護ユニットの保守性を確認します。 これを行うには、トランジスタ VT5 のベースの端子をジャンパーで共通線に接続します。 VT7、はんだ付けピン R33 の穴を使用します (ベース VT5、VT7 はボード上で接続されています)。 次に、共通線への ±40 V 電源回路を閉じ、電源とオートメーション ユニットを XP1 コネクタに接続し、変圧器の巻線を XP4 に接続します。これにより、±53 V 電力が供給されます (最も外側の接点)。 この場合、±40 V 整流器の巻線を XP4 から切り離す必要があります。 出力 RLC 回路と負荷はまだ接続されていません。 この後、電源を投入し、トランジスタVT13、VT14の直流モードを確認してください。 カスケード電源電圧 (それぞれ抵抗 R72 と R75 の端子で測定すると便利です) は、出力段の実際の電源電圧より ±52 ～ 55 V または 12 ～ 15 V 高くする必要があります。 シビルとスローンの電圧 VD23 と VD24 は約 3 V、抵抗 R59 と R63 の電圧はそれぞれ約 2.4 V、R44 と R38 の電圧は約 15 V である必要があります。コモン ワイヤに対するコレクタ VT13、VT14 の電圧は次のとおりです。測定中は、デバイスのプローブを備えた共通ワイヤでテストされる回路（できれば絶縁コーティング「緑色塗装」が施された基板）の偶発的な短絡を避けるように注意する必要があります。 電源投入後、トランジスタ VT1 ～ VT9、VT12、VT44 は閉じたままにしておく必要があります。 保護閾値をチェックするには、抵抗値 44 kOhm の可変抵抗器を VT53 ベースと +10 V 電源線の間に接続し、そのスライダーを制限抵抗器 (1 ～ 1.5 kOhm) を介して端子の 3 つに接続します。最大抵抗位置に設定します。 次に、電源を入れ、保護トリガーが作動し、対応するアンプ基板の VD4 に並列接続されている表示基板の HL22 (または HLXNUMX) LED が点灯するまで、抵抗スライダーをゆっくりと回します。 次に、アンプの出力とトランジスタ VT44 のベース間の電圧を測定します。1,7 ～ 2.2 V の内部値が正常とみなされます。 次に、SB1 ボタン (表示ボード上、図 19 を参照) で保護トリガーをリセットしてみます。 この場合、リセットは発生しません。 その後、電源を切り、可変抵抗器の半田を外し、外部端子間の抵抗値を測定してください。 電源電圧が±53 V の場合、約 5 kΩ になります。 次に、VT45 スイッチングしきい値が同様にチェックされます。 唯一の違いは、抵抗の接続に -53 V 電源回路が使用されていることです。保護しきい値はほぼ同じでなければなりません。 保護が作動した後のツェナー ダイオード VD23 および VD24 の電圧降下を確認することも必要です。電圧降下は 0.4 V を超えてはなりません。 この後、信号はオペアンプ DA1 を通過します。 DA1 出力の DC 成分は 25 mV を超えてはなりません。 コンデンサ C1 の端子を手で触れると、電源周波数との干渉信号が出力 DA1 に現れるはずです。 必要に応じて、ジェネレーターを使用して信号の通過を監視し、フィルターの周波数応答を評価できます (-3 dB レベルでのカットオフ周波数は約 48 kHz である必要があります)。 周波数 1 kHz では、透過係数は 2 です。 次の段階では、機能をチェックし、トランジスタ VT5 ～ VT8 のカスケードの静止電流を設定します。 VT13～VT43。 これを行うには、正弦波信号発生器とオシロスコープ (できれば 80 チャンネルのオシロスコープ) が必要です。 マルチメータDC 電圧 100 ～ 8 m5 を 5 mV 以下の誤差で測定できるほか、前述のマルチターン可変抵抗器も備えています。 チェック内容は以下の通りです。 ベース VT7 と VT16.5 は共通線から切り離され、多巻抵抗モーターに接続され、抵抗の他の 16,5 つの端子は +40 および -4 V バスに接続されます。基板上の共通線を備えた 2.3 V 回路、出力段に電力を供給することを目的としたトランス巻線の端子は、6.7 ～ 3,9 オームの抵抗と電源を介して対応する接点 XP10 (ピン 25 および XNUMX) に接続されます。少なくともXNUMXW。 誤って火傷をしないように、各抵抗器を別々の水の入ったコップに入れると便利です。 電源をオンにした後、電源バスの整流電圧 ±40 V (9 ～ 25 V 以内である可能性があります) の存在と対称性、および VT15 のコレクタとエミッタ間の電圧を確認してください。 4,5 V を超える場合は、すぐに電源を切り、抵抗 R61 を大きくする必要があります。 次に、VT14コレクタに電圧計を接続し、電源を再投入します。 マルチターン可変抵抗モーターを回転させることにより、共通線を基準にして VT14 コレクターに -2.5...-3.5 V の電圧が設定されます。 この場合、VT5 と VT7 のベースの電圧は ±1 V を超えてはなりません。抵抗 R59 を小さな制限内で選択することにより、非対称性が解消されます。 ツェナー ダイオード VD23 (正偏差用) または R63。 VD24（マイナスへの偏差あり）。 対称性が確立できない場合、または VT5 ベースでバランスをとるために電圧が必要な場合。 VT7 は 3...4 V を超えています。取り付けを確認し、欠陥のある要素を交換する必要があります。 故障の間接的な兆候には、抵抗器やトランジスタの過度の加熱が含まれる場合があります。 電圧アンプで対称性を達成したら、出力段の静止電流の設定を開始します。 この手順も、いくつかのステップに分けて実行するのが最適です。 まず電源を投入し、トランジスタVT20～VT23、VT24～VT27のベース間電圧を確認します。 2.5 V を超える場合は、VT20 ～ VT27 トランジスタのいずれかが破損している可能性があります。 次に、ベース-エミッタ接合部 VT16 の電圧をチェックします。 VT18とVT17。 VT19 - 順方向にシフトする必要があります。 次に、ベース-エミッタ接合 VT20 ～ VT23 および VT24 ～ VT27 に逆バイアスがないことを確認します。 この後、R60 エンジンを注意深く時計回りに回転させ、トランジスタ VT20 ～ VT23 および VT24 ～ VT27 のベース間の電圧を 2.2 ～ 2.3 V 以内に設定します。出力トランジスタはクラス B モードのままになります。 この後、出力段の機能がチェックされます。 ジェネレータからの正弦波信号は、少なくとも 5 μF の容量を持つカップリング コンデンサ (セラミックでも可) を介してベース VT7、VT0.33 に供給され、オシロスコープの「オープン」入力はエミッタ抵抗器を接続するバスに接続されます。出力段 (R94 - R108) の。 接続にはXP2コネクタを使用すると便利です。 セットアップ中に、ジャンパが接点に取り付けられ、すべての接点が一緒に閉じられます。 5 チャンネル オシロスコープを使用する場合、7 番目のチャンネルを VT4、VT5 ベースに接続すると便利です。 電源を入れた後、アンプの出力の定電圧を確認します。±7 V 以内に設定されている必要があります。それ以外の場合は、ベース VTXNUMX、VTXNUMX の電圧を設定するマルチターン抵抗を調整する必要があります。 発生器の周波数を 10 kHz に設定し、その出力信号のレベルを 0.2 ～ 0.5 V まで滑らかに増加させると、アンプの出力信号の制限が観察されます。 制限への出入りには一時的なプロセスが必要ありません。 周波数 5 kHz でのベース VT7、VT10 からアンプ出力までの伝達係数は、110 ～ 160 の範囲になります。出力信号レベルを 1 ～ 2 V に下げ、負荷をアンプの周波数が 50 ～ 100 kHz に増加するときに、出力信号の「ステップ」が急激に減少するかどうかを確認します。 出力段が正常に動作していることを確認したら、エミッタ抵抗の電圧によって制御する静止電流の最終的な設定に進みます。 これを行うには、たとえば、出力トランジスタの任意のペアのエミッタ間に電圧計を接続します。 VT28 と VT36、および抵抗 R60 を調整することにより、この電圧を 180 mV に設定します。 発生器からの信号が供給されていない場合、カスケードの出力電圧は ±3.-4 V を超えてはなりません (必要に応じて、多巻抵抗で調整してください)。 このアンプの自己消費電流は、他のほとんどのアンプとは異なり、ウォームアップとともに減少するため、アンプがウォームアップした後に最終的に調整する必要があります。 静止電流を設定した後、カスケードの他のエミッタ抵抗の両端の電圧降下を確認します。 70 ～ 120 mV の範囲内である必要があります。 エミッタ抵抗の電圧が異常に低いか過剰なトランジスタは交換することをお勧めしますが、正確な電圧を等しくする必要はありません。 並列接続された出力トランジスタのベース・エミッタ間電圧値の広がりは、出力段のアームのスイッチングをよりスムーズにし、それに応じて歪みを低減します（すべてのトランジスタが同時にスイッチングされる場合と比較して）。 静止電流を設定した後、個々のトランジスタからの RF 生成のバーストがないかアンプをチェックすることをお勧めします。 これを行うには、容量 1 ～ 10 pF のコンデンサを高周波オシロスコープの 500:2,2 プローブの端にはんだ付けします (このようなプローブの入力抵抗は 3.9 オームですが、入力容量は無視できます) ）。 次に、周波数 5 ～ 7 kHz の信号が発生器からベース VT0.3、VT1 に供給され、信号レベルが徐々に増加すると、HF 発振のバーストの存在が次の点で観察されます。 エミッター VT5 、ＶＴ７、エミッタおよびコレクタでＶＴ６、ＶＴ８、ベースでＶＴ１３、ＶＴ１４、コレクタでＶＴ１３、ＶＴ１４、エミッタでＶＴ１６〜ＶＴ１９。 オシロスコープの感度が十分であれば、RF 電圧が完全に誘導されるため、プローブを接続せずに単にオシロスコープに近づける方が良いでしょう。 また、出力段と前段のトランジスタのベースを接続するバスに RF 電圧が存在しないことを確認することも役立ちます。各点での表示は、ベース VT5 に供給される信号の振幅の全範囲にわたって実行する必要があります。 VT7 - 欠如から深刻な制限まで。 高周波オシロスコープがない場合は、広帯域電圧計を使用できますが、クリッピング時の低周波信号高調波により誤った測定値が得られる可能性があります。 自励式トランジスタが特定された場合は、別のバッチの使用可能なトランジスタと交換することをお勧めします。 交換しても望ましい効果が得られない場合は、低電力トランジスタの場合は 33 ～ 68 オームと 100 pF、中電力トランジスタの場合は 470 pF と 10 オームの定格を持つ直列 RC 回路がベース端子とエミッタ端子の間に取り付けられます。 公称値 10 ～ 39 オームの小型抵抗を生成トランジスタのベース ターゲットと直列に接続してみることもできます。 供給電圧を下げてテストを実行した後、±40 V 整流回路の抵抗を削除し、フルパワーでの HF での自励励起がないことを再チェックします。 最大 10 MHz の周波数範囲をカバーする正弦波信号発生器がある場合は、VT5、VT7 から XP2 までのパスの小信号周波数応答と位相応答を監視することが非常に望ましいです。 アマチュア条件では、これは 5 チャンネル オシロスコープを使用して行うのが最も便利です。 一方のチャンネルには入力信号（ベース VT7、VT2 から）が供給され、もう一方のチャンネルには XP0.5 コネクタからの信号が供給されます。 シングルチャンネルオシロスコープを使用する場合、オシロスコープのオフセットからの位相シフトを推定するには、ジェネレーターからの信号で掃引を外部同期モードに切り替える必要があります（多くの信号ジェネレーターにはオシロスコープを同期するための出力もあります）。オシログラム。 小信号の周波数応答と位相応答を記録する場合、出力電圧のピークツーピーク範囲は 1 ～ 1 V 以内に維持する必要があります。アンプの安定性にとって、最も重要な周波数範囲は 10 ～ 2 V です。 MHz。 周波数応答と位相応答の許容誤差と公称値を表に示します。 XNUMX.
測定は、出力電圧の定数成分の 2 つの値について実行する必要があります。4 回はゼロに近い電圧で、他の 7 回は、出力電圧がそれぞれ 6 ～ 9 V 制限閾値に達しないものです。側。 周波数 13 MHz までの出力電圧の DC 成分の変化による位相シフトの増加は、19...20" を超えてはなりません。測定中に過度の位相シフトが検出された場合、原則として、 、これは、トランジスタ VT23 ～ VT24、頻度は低いですが、VT27 ～ VTXNUMX または VTXNUMX ～ VTXNUMX のカットオフ周波数が不十分であることが原因です。 低品質のコンデンサ C53 ～ C76 の寄生共振も、周波数応答と位相応答に異常を引き起こす可能性があります。 したがって、出力電圧の変化を観察して、周波数応答の急激なジャンプや位相応答のピークがないことを確認しながら、発生器で 1 ～ 10 MHz の周波数範囲をスムーズに「通過」させることが理にかなっています。 500 kHz を超える出力 RLC 回路は実質的に負荷をアンプ自体の出力から分離するため、高周波での周波数応答と位相応答を測定する場合は負荷を接続しないでください。 必要に応じて、VT5 をベースに適用することでアンプの最大スルーレートをチェックできます。 周波数 7 ～ 0.8 MHz の VT1.2 信号。 徐々にレベルを上げていくと、増加率の限界が現れる瞬間に注目してください (正弦波の半波が対称性を失います)。 ただし、この実験は非常に危険であり、強力なトランジスタの故障につながる可能性があります。 これはこれに関連しています。 KT818、KT819 シリーズのトランジスタのコレクタ - エミッタ間電圧の最大許容上昇率は 150 V/μs (最良の輸入トランジスタの場合 - 250...300 V/μs) であり、アンプは最大160..200 V/μs。 このテスト中は出力段の電源電圧を±30 V に下げることをお勧めします。 チェックが正常に完了したら、抵抗 R33 を所定の位置にはんだ付けします。 前段をオペアンプDA1に接続します。 ジャンパがコネクタ XP40 に取り付けられ、端子 C2 が閉じられます。 アンプの入力は共通のワイヤに接続されています。 オシロスコープの入力は XP52 に接続する必要があります。 アンプの電源を入れると、一般的なOOSの対象になります。 アンプの出力における定常成分の定常状態値は数 mV を超えてはならず、広帯域出力ノイズの振幅は 2 mV を超えてはなりません。 さらに、このノイズの主な部分は、無線局からの HF 干渉とネットワーク周波数のバックグラウンドです。 オペアンプの電力が出力段の電力の上昇または下降よりも先に現れるか下降する場合、アンプのオン/オフ時にフィードバック ループ内で自己励起が発生する可能性があります。 これらは危険をもたらすものではありませんが、アンプの電源を切った直後に電源を入れるのは望ましくないだけです。 オペアンプの電源電圧の低下を遅らせるには、コンデンサ C10 の静電容量が必要です。 オートメーションユニットの C22 および C23、C32 を 33 µF に増やすことをお勧めします。 電源をオンにした後、アンプが連続生成状態に入り、VT5、VT7 から XP2 コネクタへのカスケードの位相応答の事前に実行されたチェックで肯定的な結果が得られた場合は、おそらく次のいずれかのエラーが発生します。要素 R22 ～ R25 の取り付けまたは定格。 R27。 R28。 C16～C18。 または、オペアンプ DA3 に欠陥があり、安定マージンが低下しています。 もう XNUMX つの理由は、交換後の出力トランジスタの静止電流の変化である可能性があります (静止電流の減少により、出力トランジスタの性能が低下し、出力トランジスタによって生じる位相シフトが増加します)。 他の理由は考えられません。 注: 4 ～ 10 MHz の範囲での周波数応答の不均一性は、0.7 MHz の周波数での値と比較して -2 .. + 4 dB の範囲内である必要があり、それを超える周波数での周波数応答の増加は、 10 MHz は 3.. 3.5 dB を超えてはなりません。 生成を排除した後は、OOS ループの安定性の余裕を確認するだけです。 これを行うには、方形パルス発生器からの信号がアンプボード上のグループ S1 (図 1) のピン 13 に供給されます。 ジェネレータ信号の振幅は 5 ～ 10 V である必要があります。同時に、アンプの出力信号の振幅は XP2 で観察されます。 半分のサイズにする必要があります。 パルスフロントでのサージの相対的な大きさは 20% を超えてはなりません (著者のコピーでは約 8% でした - 図 20 を参照)。 最も重要なことは、前線の後の「鳴り」が 20 周期半以内に完全に消えることです。 図に見られる「棚」上の小さな「波紋」。 図２０は、パルス発生器が組み込まれているデジタルマイクロ回路の電源回路における寄生共振の結果である。 立ち上がり時間または立ち下がり時間 (定常状態値の 10 および 90% のレベル) は約 70 ns でなければなりません (図 21 を参照)。
アンプの出力におけるフロントとフォールの外観は、ジェネレーターからの信号のフロントとフォールが同じであれば、目で見て完全に対称であるはずです。 そうでない場合は。 この場合、電圧アンプのアーム (VT5 ～ VT8、VT13、VT14) または出力リピータのいずれかに欠陥のある素子がある可能性が高くなります。 DA3も故障している可能性があります。 サージが 20 ～ 25% を超える場合、またはサージ後に「リンギング」が目立つ場合は、コンデンサ C46 の容量を増やし、過渡プロセスの最速の減衰に従って抵抗 R71 を選択する必要があります。 次に、負荷がかかった状態で出力電圧の全範囲にわたるアンプの安定マージンを確認することをお勧めします。 これを行うには、出力 RLC 回路 (L1. L2. R118 ～ R121. C77. C78) と公称抵抗の 0.8 倍の抵抗を持つ能動負荷を HRZ に接続します。 この後、接続された負荷を使用して、XP2 上の一時的なプロセスの種類がチェックされます。 次に、アンプの入力と共通ワイヤの間の短絡が解消され、正弦波信号発生器からの低周波 (100 ～ 200 Hz) 信号がアンプの入力に供給されます。 この場合、方形波発生器は引き続き S1 に接続する必要があります。 正弦波信号の振幅を増加させることにより、XP2 の過渡プロセスが、制限しきい値までのさまざまな瞬間出力電圧で観察されます。 出力電圧が制限しきい値に近づいても、方形パルスによる過渡プロセス中にオーバーシュートと「リンギング」が過度に増加しない場合は、± 40 V 整流回路の安全抵抗を閉じて、フルパワーでテストを繰り返すことができます。 。 出力フィルタボードを接続するケーブルの長さは 0,4 m を超えないようにし、最後に負荷を外し、無負荷時の過渡特性を確認します。 (他のほとんどの広帯域アンプと同様に) UMZCH でオーバーシュートのない過渡プロセスを得るために位相マージンを 80...90 フィートに増やすことは現実的ではありません。 同時に、環境フィードバック システムの動作範囲、特に動作周波数範囲の上限で達成可能な深度は数倍狭くなります。 通常、このような決定は、アンプが複雑な負荷の下で動作するときに安定性を確保する必要があるため正当化されますが、ご存知のとおり、ギロチンが頭痛の唯一または最良の治療法ではありません。 著者の意見では、出力フィルターのいくつかの要素は、OOS 帯域幅を XNUMX 桁拡張する機会に対して支払うべきそれほど高価な代償ではありません。 最後の調整ステップは、ソフト リミットしきい値を設定することです。 しきい値を設定する前に、C52 からジャンパを取り外し、+OS ピン - 接点 FBH (ボード上の - 抵抗 R40 と R41 の間) を XP2 ピンに接続する必要があります。 ジャンパをコネクタ上に置いたままにします。 アンプ出力に出力フィルターや定格負荷を接続すると便利です ソフトリミットしきい値を調整する最も便利な方法は、より大きな値 (たとえば、16 kOhm) の抵抗器 R17 と R75 を取り付けることです。 次に、0,2...1 MOhm の抵抗をもつ抵抗をそれらと並列に接続し、パワー アンプ自体の制限 (DA2 出力での信号の出現によって決定) への入力が入力がオンになった場合にのみ発生するようにします。 2 ～ 3 倍の過負荷になります (ソフト リミッターなしの状況と比較)。 にもかかわらず。 制限しきい値は出力段の電源電圧の値を監視するため、補償は理想的ではないため、リミッターは定格電源電圧で調整し、定格負荷に接続する必要があります。 抵抗 R16 は負の半波 (アンプ出力における) の制限しきい値を担当し、R17 は正の半波を担当します。 出力段の電源電圧が ±30 V を超える場合は、OBR 保護しきい値をより正確に設定することをお勧めします。 このため、抵抗 R114 と R117 は、無負荷のアイドル時にアンプの最大出力電圧で保護が動作する抵抗より 12 ～ 15% 大きく設定されます。 アンプを組み立ててチューニングした後は、その特性を確認したいという自然な欲求が生じます。 電力測定。 周波数応答通常、伝達比は問題を引き起こしません。 ノイズを測定するときはより注意する必要があります。帯域幅が非常に広いため、パワーアンプは無線局からの干渉を HF 範囲まで増幅します。 したがって、ノイズを測定する場合は、電圧計に供給される信号の帯域幅を制限する必要があります。 これを行う最も簡単な方法は、一次パッシブ フィルターを使用することです。 したがって、1.57 ～ 22 kHz 帯域のノイズを測定する場合、このようなフィルタのノイズ帯域は通過帯域の 25 倍になります。 RC 回路のカットオフ周波数は 14 ～ 16 kHz に選択する必要があります。 ノイズを測定するときのもう 1 つの問題は、主電源周波数への干渉です。 それらをフィルタリングする最も簡単な方法は、カットオフ周波数 XNUMX kHz のハイパス フィルタを使用することですが、いずれの場合も接続を正しく行い、アンプをシールドする必要があります。 共通線の閉回路の出現を避けるために、すべての電源は分離され、アンプ基板上でのみ接続され、基板上では信号回路と電源回路の共通導体が分離されます。 接続点はアンプ基板のコモン線とケースを接続する線（断面積0.75mm2以上）をハンダ付けするための穴がR65とR69の間にあります。 すべての回路 (トランススクリーンを除く) のアンプハウジングへの接続は、干渉レベルが最も低くなるように実験的に選択された XNUMX か所で実行されます。 ノイズ電圧は、たとえば真の実効値ミリボルト計を使用して測定する必要があります。 VZ-57。 従来のミリボルトメーターを使用する場合、結果に対して補正を行う必要があります。ノイズが 12 ～ 15% 過小評価されます。 著者のアンプのレイアウトでは、密閉入力での 1 ～ 22 kHz 帯域の出力ノイズは、シールドなしでも 80 ～ 100 μV を超えません。 最大の困難は、アンプによって導入される非線形歪みと相互変調歪みを測定することによって引き起こされます。 これはこれに関連しています。 これは、負帰還がかかる前でもアンプの歪みが低く (1 ～ 2% 未満)、オーディオ周波数範囲全体で 85 dB を超える負帰還の深さのおかげです。 歪みの主な原因は、受動部品の不完全性、プッシュプル出力段からの干渉、および DA1 の入力フィルタによってもたらされる歪みです。数 kHz を超える周波数では、「ソフト回路」のダイオード VD9 ～ VDI4 の静電容量の非直線性が発生します。 」リミッター回路が貢献し始めます。 講じられたすべての措置を考慮します。 その結果、動作中のアンプの歪みは 0.002% を超えません。 これは、ほとんどの測定器の測定限界を下回り、また、ほとんどの発生器の歪みやノイズも下回ります。 ほとんどのスペクトラム アナライザのダイナミック レンジも 90 dB を超えません。 または0.003%。 したがって、標準的な手段を使用してこのような増幅器の非線形歪みや相互変調歪みを直接測定することは事実上不可能です。 このような状況で一般的に受け入れられている解決策は、ジェネレーターのテストに使用されるものと同様の技術を使用することです。 テスト対象デバイスの出力の基本周波数信号はノッチ フィルターによって減衰され、スペクトラム アナライザーを使用して広帯域ノイズから高調波と組み合わせ成分が抽出されます。 しかしながら、これにより、被試験デバイスの特性に対するノッチフィルタの影響に関連する問題が生じる。 UMZCH の場合、一般的な OOS や高入力インピーダンスのフィルターがなくても出力インピーダンスが低く、認定デバイス (GZ-118 ジェネレーター キットのフィルターなど) を使用する場合)、この影響は無視できます。 次に測定にはスペクトラムアナライザが必要です。 パソコンの普及により。 サウンド カードが装備されている場合、注意力が不十分な多くの著者がソフトウェア スペクトラム アナライザ (SpectraLab など) の使用を推奨しています。 これは、サウンド カードの ADC の周波数範囲が 22 kHz を超えないという事実を無視しています。 それらの。 11 kHz を超える信号周波数では、第 XNUMX 高調波さえもボードの帯域幅を超えます。 歪みをすばやく評価するには、次の手順を実行します。 カットオフ周波数が 200 ～ 250 kHz のローパス フィルターと、ジェネレーター キットに含まれる事前設定されたノッチ フィルターが UMZCH の出力に接続されます。 次に、たとえば非線形歪みの少ない発生器からの信号がアンプの入力に供給されます。 GZ-118 または GS-50 (0.0002 kHz で 10%)、ノッチ フィルターの出力の信号を高感度オシロスコープで観察します。 ローパス フィルターは、ノイズ レベルを低減して歪み成分が見えるようにするために必要です。 それにもかかわらず、著者のコピーでは、20 kHz の周波数であっても、「ソフト」リミッターの動作の直前まで、歪み積は背景ノイズと区別できないことが判明しました。 質問への回答 1.アンプの複雑さが増す原因は何ですか？ このパワーアンプは、入力フィルタ、ソフト制限、ソフトスタート、保護、表示デバイスなど、ほぼすべての追加コンポーネントを使用します。 このアプローチはプロ用アンプでは一般的です。 2. その原型となったデザインは? この UMZCH (および当時他の多くの人気のあるデザイン) のプロトタイプはアンプであり、その説明は雑誌「Radio. Fernsehen, Elektronik」(Wiederhold M. 「Neuartige Konzeption fur einen Hi-Fi Leistungverstruker」）。 図では、 図１にその機能図を示します。 オペアンプはプリアンプとして使用されます。 次に、トランジスタ VT14 のエミッタフォロワとトランジスタ VT1977、VT1 (OB を備えた回路に従って接続) で構成されるアンプが続きます。 この UMZCH の欠点には、出力段の静止電流を設定するための非線形ダイオード抵抗回路の使用と、「ステップ」（μA2 - K1UD3 の類似品）の影響を受けるオペアンプの使用が含まれます。 さらに、このアンプの周波数補正は最適ではありません。
V. Kletsov によって説明された、同様のカスコード アンプ構造を備えた別の UMZCH (「低歪みの低周波アンプ」- Radio. 1983. No. 7. pp. 51 ～ 53) は、オペアンプがないことによって区別されます。信号回路にアンプを追加し（図2）、レベルマッチング用のツェナーダイオードVD1を追加しました。 シンプルな差動カスケードを使用し、非対称の信号ピックアップを備えているにもかかわらず、+Upit1 電源回路の影響を強く受けました。 ここで、既知のより複雑な回路を使用したディスクリート入力段の使用が正当化され、興味深い結果が得られる可能性があることに注意してください。
次は、N. Sukhov による「高忠実度の UMZCH」と呼ぶべきものです (Radio、1989. No. 6. pp. 55 - 57: No. 7. pp. 57-61)。 このPAのブロック図を図に示します。 3.
比較的線形なオペアンプの使用により、従来の回路ソリューションを使用して作成された設計と比較して、歪みのレベル (少なくとも低周波数で) が少なくとも 1 桁減少しました。 同時に、PA の直流 OOS 回路内のオペアンプ上の積分器は、本質的に有用ですが、オペアンプ DA7 のバランス回路の端子の 1 つに接続されており、違反が発生します。入力段の対称性。 VTXNUMX トランジスタのバイアス回路に XNUMX つではなく XNUMX つのダイオードを使用したこと (図 XNUMX のプロトタイプの場合と同様) により、カスコード アンプの非線形性が増大し、電圧アンプのトランジスタが擬似的なノイズに入るのを防ぐ手段が不足していました。飽和モードでは、周波数補正が「ラッパを吹く」ように強制されました。 その結果、この UMZCH の動的特性は、潜在的に可能とはほど遠いことが判明しました。 このアンプの興味深いコンポーネントは、以前は主に測定機器で使用されていた負荷回路の接続線の抵抗補償器でした。 N. Sukhovのアンプ（そしてS. Ageevのアンプ）は、P. Zuevによって提案された成功した回路ソリューションを使用していることに注意してください（「マルチループOOSを備えたアンプ」 - Radio。1984。No. 11。29〜32ページ。 42、43ページ）。 これは、トランジスタ VT3 ～ VT6、VT15 で行われる、電流過負荷 (特に貫通電流が発生した場合) に対する効果的な「トリガー」保護です (図 3)。 そしてアンプが帯域外干渉にさらされるのを制限する入力フィルターです。 S. Ageev の設計を除き、上記のどの設計でも、出力トランジスタの安全動作領域 (ROA) を考慮した保護が行われていないことに注意してください。 実際の負荷で動作する場合、これらの設計の出力トランジスタの動作点の軌跡は OBR の制限をはるかに超えるため、これは重要です。 これにより、信頼性が大幅に低下します。 S. Ageev の UMZCH のブロック図は、「Radio」、1999 年、No. 10 に記載されています。 16. 6 つの修正 - ブロック図の一番上のトランジスタ VT8 は VTXNUMX と指定される必要があります。 実際の負荷で動作するときのアンプの実際の特性と「動作」は、回路、周波数補正、設計の「小さなこと」の精緻化の程度によって決まることに注意してください。 したがって、回路の対称性と電源電圧の増加の両方によって、電圧増幅器の線形性の急激な増加が保証されます。 出力段の独立した電源により、電圧利用率が大幅に向上し、達成可能な出力電力が増加し、出力トランジスタの動作が容易になります。 各出力トランジスタに流れる最大電流を低減することで、電流利得の急激な低下（KT21、KT818のベース電流伝達係数h819eの低下はコレクタ電流が1Aを超えると始まります）を回避し、出力トランジスタの直線性を維持することができました。出力段。 アンプ内の周波数補正の配分は最適に近く、最良のプロトタイプと比較して動的特性を XNUMX 桁改善し、可聴帯域のより高い周波数でのフィードバックの深さを XNUMX 桁改善することができました。 。 初期バイアス源を変更することにより、アンプの熱的安定性が確保されます。 RF信号検出の影響の抑制は、構造のバランスをとること、補正コンデンサと直列に抵抗を導入すること、および出力段トランジスタのベース間にコンデンサを導入して動的バランスを確保することによって達成されます。 このアンプは、出力に特別に設計された RLC 回路と、OBR を考慮した保護デバイスも使用しています。 オペアンプは反転接続で使用されます。 アンプの設計は非常に複雑ですが、出力段の位相シフトとスプリアス放射を最小限に抑えるという課題を十分に満たしています。 元の (OOS なしの) 直線性の向上、速度特性の改善、広帯域 OOS は常にアンプを改善し、「聴覚」検査によってこれが確認されます。 3.ノードとアンプボードの完全な相互接続図を公開します。 アンプの相互接続の完全な図を図4に示します。 四。 4. パラメータを劣化させることなくアンプの出力電力を低減し、アンプを簡素化するにはどうすればよいですか? アンプの電力を60オームの負荷で80...4 Wに下げるには、出力段のトランジスタの数を減らし、出力段の電源電圧を±28...±に下げるだけで十分です。 30 V、および電圧アンプの電源電圧 - ±40...±43 Vに応じて。家庭用トランジスタの場合、最適な出力段は5〜6個です。 KT818-KT819 インデックス V.G または 2 ～ 3 個付きKT8101～KT8102最終段肩あたり4個。 第 639 段のアームごとに KT961 (インデックス D、E) ～ KT9115 (インデックス A. B)、出力段の初段に 602 つの KT6 (インデックス A. B) と KTXNUMXB (または XNUMXM) 。 エミッタ回路の抵抗 KT818-KT819 - 抵抗 0.6 ～ 0,7 オーム (1,2 個並列、各 1,5 ～ 90 オーム)、静止電流はトランジスタあたり 100 ～ 8101 mA、KT8102 ～ KT0.3 - 0.4。 ...1 オーム (1.2 個並列、各 200...XNUMX オーム)、トランジスタあたりの静止電流は約 XNUMX mA。 静止電流 KT639-KT961 - 各 65...70 mA (R82 - R855 - 抵抗 18...22 オーム)、静止電流 KT9115/KT602 - 各 15 mA (R76. R77 - 180...200 オームなし)。 エミッタ VT16 ～ VT19 のダイオード (「ラジオ」を参照。2000. No. 4) - 任意のインデックスを持つ KD521、KD522、KD510。 S. Ageev の記事ですでに述べたように、可能であれば輸入トランジスタの使用が推奨されます (「Radio」、2000 年、No. 5、p. 23 を参照)。 著者は、KT9115 の代わりに 2SA1380 トランジスタを推奨します。 KT969はKT602BMまたは2SC3502に置き換える必要があります。 60 ～ 80 V の電源を備えた 28 ～ 31 W オプションの場合、出力段の最初の段には、静止電流が約 20 mA (定格 R76 - 130 ～ 150 オーム) のトランジスタが 2 対あります。 ）第2段階では649個で十分です。 アーム 2SB669 および 2SD1249 または 2SA3117 および 80SC90 で静止電流 82 ～ 83 mA (公称 R13、R15 - 2 ～ 1216 オーム)。 出力では、エミッタに抵抗が 2 ～ 2922 オームで静止電流が約 0,2 mA の抵抗を備えた 0,25SA200/2SC1215 のペアで十分ですが、2 ペアを取り付ける方が良い (ただし高価です) 2921 オームの抵抗を備えた 0,3SA120 および XNUMXSCXNUMX。 静止電流はペアあたり約 XNUMX mA です。 供給電圧フィルタコンデンサ 28...30 V - 6 個各アームの 4700 V で 35 uF の容量。 整流ダイオード - KD213 任意の文字インデックス付き。 PA ボードを自分で配線する場合は、電源回路と強力な出力段の共通線の寄生インダクタンスを最小限に抑えることに特別な注意を払う必要があります。
5. アンプの周波数応答と位相応答は? PA 自体 (フィルターなし) の周波数応答は、直流から 3.5 ～ 4 MHz (-ZdB レベルで) まで拡張されます。 OOS の動作帯域は、OOS 抵抗と並列に接続された昇圧コンデンサの作用により、若干広くなります。 可聴周波数帯域における PA の位相シフトは数分の一です。 6. そのような「古い」OS を使用する理由は何ですか? 事はそうです。 その特性によれば、KR140UD1101 オペアンプは他のオペアンプよりも UMZCH での使用に非常に適しています。 まず、このオペアンプの周波数応答には極と零のペアが追加されており、これにより帯域ごとのゲインの実効積を大幅に増加させることができます。 完全に補正されたアンプでは、その値は周波数 50 kHz で約 103x100 で、ユニティ ゲイン周波数は約 15 MHz です。 この状況 (標準の単極補正の XNUMX 倍のループ ゲイン) により、このオペアンプの他の要素によって生じた誤差を補正する能力が大幅に向上します。 次に、オペアンプが制限を超える時間は 200 ns を超えません。 特に、過負荷時の UMZCH の励起を防ぎます。 もう 2 つの利点は、電源電圧をうまく利用できることです。 また、低い入力電流と低い入力容量 (XNUMX pF 未満)、高い DC ゲイン、および広い周波数帯域にわたる非常に高い直線性も重要です。 LM318 (KR140UD1101) の伝達特性の (他のオペアンプと比較して) 重大な非線形性または非対称性に関する記述は、実験的に確認されていません。 それどころか、深いローカルフィードバックと比較的大きな静止電流のおかげで、フィードバックなしのこのオペアンプの固有の歪みは発生します。 特に RF または負荷下では、ほとんどの汎用オペアンプよりも低くなります。 反転接続における最大上昇率と下降率の非対称性 (通常は 75 V/μs を超える) は 15% を超えません。 さらに、過渡プロセスは、50 ～ 60 V/µs (最大値の 65 ～ 75%) の上昇および下降速度まで、その形状と対称性を維持します。 後者の特性は一般的ではなく、高い動的直線性を示します。 KR140UD1101の周波数1 kHzにおけるEMFノイズのスペクトル密度は次のとおりです。 13..16nVDTz、フリッカーノイズが弱く発現します（カットオフ周波数約100Hz）。 中周波におけるスペクトルノイズ電流密度は 0.4 pA/uTz を超えません。 これにより、OOS 回路で比較的高抵抗の抵抗を使用できるようになります。 多くの著者が推奨している K574UD1 は、入力直線性範囲 (0.5 ～ 0.6 V 対 0,8 V) やユニティ ゲイン モードの帯域幅 (5 ～ 6 MHz 対 16 ～ 18 MHz) など、あらゆる点で劣っています。 ）から静特性（オフセット電圧、ドリフトなど）まで。 EMF ノイズ uK574UD1 のスペクトル密度 (14 kHz で 20...1 nVD'Hz) はせいぜい同じです。 KR140UD1101のような。 K50UD10のスルーレートとユニティゲイン周波数(574V/μs、1MHz)は無補正接続での値ですが、(仕様によると)透過係数5以上で安定しています。一般的なLF357（KR140UD23）と同等です。 ユニティゲインを補正した場合、K574UD1 の最小安定マージンは 5 ～ 6 MHz 以下で、スルーレートは約 25 V/µs です。 K574UD1を使用する場合、UMZCH全体のフィードバックループのユニティゲインの周波数は、HFでの比較的大きな位相シフト(つまり、信号遅延)が発生するため、2,5...3MHzを超えることはできません。オペアンプによる。 したがって、K574UD1 を使用する場合の数十 kHz の周波数でのフィードバックの深さは、KR140UD1101 を使用する場合よりも XNUMX 桁小さく、それに応じて一般的な歪みや UMZCH よりも大きくなります。 最近の外国製オペアンプの中には、特定のパラメータにおいて KR140UD1101 (LM318) よりも優れているものが数多くあります。 しかし、パラメータの全範囲にわたって顕著に優れたパラメータはまだ存在せず、それが海外での LM318 の生産を中止する人がいない理由です。 現存する最高のオペアンプに関しては。 価格と希少性にもかかわらず、筆者はDA1とDA4としてLT1468またはHA5221を推奨します。 DA3 - AD842として。 ただし、AD842を使用する場合はUMZCH補正回路を大幅に変更する必要があります。 ちなみに、AD842を最高の輸入トランジスタと組み合わせて使用した場合のOOS深さのゲインは6...8 dBを超えません。 UMZCH の周波数特性に関するゲインは 30 ～ 40% です。 これはかなりのことであり、重要なことは、これらの改善は耳にはほとんど見えないということです。 7. アンプには国産の出力トランジスタが使用されているのに、輸入品の方がパラメータの点で優れているのはなぜですか? 著者は、増幅器に使用される半導体デバイスのアクセス可能性の条件から話を進めました。 実際、使用される国産トランジスタの欠点は、特にアンプ出力の制限と、保証された信頼性を確保するために多数のトランジスタの並列接続の必要性において明らかです。 ちなみに、最も弱い要素は出力ではなく、プリ出力トランジスタ（KT639E）です。 ただし、著者によると。 家庭で複雑なアンプ負荷を使用した場合の歪みのない電力は 100 W で十分です。 さらに、ほとんどのロードや輸入アンプもこれに対応していません。 たとえば、「Symphonic Line RG-9 Mk3」（2990ドル）というモデル。 外国の報道機関で非常に高い評価を受けており (雑誌「Audio Store」によると)、300 オームの負荷で 8 W の出力が宣言されており、周波数 50 Hz のトーン信号で実際に歪みなく出力されます ( K - 0.1% 以下）70 オームの純粋なアクティブ抵抗で 8 W を超えない電力、95 オームで約 4 W、複雑な負荷ではさらにそれ以下の電力。 したがって、ウルトラリニア UMZCH の電力を削減したい場合は、出力段のトランジスタの数を減らすと同時に、電源の定格電圧を下げることをお勧めします。 特別に実施された研究が示したように、120つの国産トランジスタを並列接続した出力段は、現存する最高の輸入トランジスタを使用した出力段の2Wバージョンに比べて歪みが劣っていません - 初段では1380SA2と3502SC2、各アームに649つずつ2SB669そして2SD1215。 出力は 2SA2921 と 2000SC6 です。 それも肩ごとにXNUMXつ。 さらに、より多くの出力トランジスタを使用するオプションにより、アームの「よりソフトな」スイッチングが提供され、「スイッチング」歪みが完全に存在しないことが観察されました。 速度特性に関しては、オシログラムはアンプの優れた動的直線性を示しています (Radio、XNUMX. No. XNUMX の記事を参照)。 国産の強力なトランジスタを搭載したUMZCHユニットで特別に撮影されました。 もちろん、輸入トランジスタの使用により、アンプの設置の複雑さが軽減され、補正回路の変更と合わせて、速度特性が30〜40％改善されることに注意してください。 ただし、これは実際には音質には影響しません。 8. トランジスタ KT819G のベースの電流伝達係数を測定すると、値 h21e = 400 が得られ、KT818G では - 200 となりました。これは多すぎますか? はい、それは多すぎます。 21 mA の電流での値 h100e = 160...100 はまだ許容されますが、21 を超える値は望ましくありません。 残念ながら、h500e が 1 までのトランジスタもあります。これらは非常に信頼性が低く、コレクタ電流が 818 A を超えてもベース電流伝達係数が著しく低下します。後から製造されたトランジスタ KT819G および KT1997G を使用することをお勧めします。 XNUMX 年半ばよりも、パラメータは通常より優れています。 9. 記事 8101SA8102、2SC1215 に記載されているアナログとして、KT2 および KT2921 シリーズのトランジスタを出力段で使用することは可能ですか? 問題は。 市場で購入されるこのタイプのトランジスタの中には、OBR を含む多くの欠陥があることがわかっています。 電気的パラメータにより、これらのトランジスタの接合容量は KT818 の 819 倍であるため、アームごとに出力段に XNUMX ～ XNUMX 個以下のトランジスタを取り付けることができます。 KTXNUMX。 トランジスタの品質が高ければ、アンプでの使用はまったく問題ありません。 10. UMZCH で高価なトランジスタ KT632B と KT638A を使用する理由は何ですか? 第一に、安価なバージョンも販売されていますが、「プラスチック製*（たとえば、KT638A1）です。第二に、記事の著者によると、電源電圧が±40 Vを超えるアンプに適した国産の相補型トランジスタはこれらだけです」ちなみに、出力特性の直線性は非常に高く、コレクタの体積抵抗も小さいので、輸入トランジスタの2N5401と2N5551はこの点では若干劣りますが、使用可能です（ピン配列の違いを考慮すると） ). トランジスタ KT6116A および KT6117A を代替品として推奨します。 11. 電源回路で大容量の酸化物コンデンサ (それぞれ 15000 uF) を使用し、PA ボードの隣に設置する場合、アンプに変更を加える必要がありますか? この場合、酸化物「高周波」コンデンサ (たとえば、6 V で 10 μF の容量を持つ K73-17 を 4,7 ～ 63 個) と 1000 つのダンピング RC チェーンの代わりにボードに取り付ける必要があります。 2200 V で合計容量が 63 ～ 1 uF の 0.5 つの並列接続された酸化物コンデンサと、電源線との共振を抑制するための 71 オーム 46 W の直列抵抗を接続します (電源線はツイストする必要があります)。 注意: このアンプが提供する速度と電流では、大幅な設計変更を行う場合、過渡応答を最適化するために補正回路 (RXNUMX、CXNUMX) を再調整する必要があります。 12. 変圧器 T2 の二次巻線の電圧と電流を指定します。 電源トランス巻線の電流は、ピークまたは同等の正弦波であると考えることができます。 容量性フィルタを備えた整流器で動作する変圧器を計算する場合、巻線間の電圧降下を決定するのはピーク電流であるため、ピーク電流を考慮する必要があります。 メーカーは通常、ピーク値がはるかに低い抵抗負荷での電流を念頭に置いています。したがって、産業用変圧器の場合、同じ電力では巻線抵抗が過大評価されます。 この記事で電流ではなく巻線抵抗の値が示されたのはこのためです。 電源変圧器の他の設計オプションでは、推定されるワイヤの長さと断面積に基づいて巻線抵抗を非常に正確に決定できます。 出力段の電源電圧が 32 V のアンプ バージョンの場合、巻線の開放電圧は 23 ～ 24 V rms (アンプの出力電流を伴うパルスにおける二次巻線の最大電流) である必要があります。 7 Hz の周波数で 20 A) は 32 ～ 37 A、この場合、負荷時の電圧低下は 2 ～ 3 V を超えてはなりません。残りの巻線の要件はこの記事に記載されています。 13. 出力電力を高めるためにブリッジ回路モードでアンプをオンにする機能は何ですか? XNUMXつのアンプをブリッジする場合は、次の変更を行うのが理にかなっています。 まず、図に示すように、±40 V 電源と両方のアンプの共通ワイヤを、断面積が少なくとも 1 mm2 の 1 本の強く撚られたワイヤの束に結合する必要があります。 1. 導体の特別な配置により、接続の寄生インダクタンスを最小限に抑えることができます。 強力な電源回路を組み合わせると、信号の各半波を増幅しながら電源の両方の半分を使用することで、フィルタコンデンサの実効容量を XNUMX 倍にし、整流器の等価抵抗を下げることができます。 必要な条件は、整流器間の均等化電流と整流器の共通線の補償電流を排除するために、TXNUMX 電源トランスの XNUMX 次巻線がチャンネルごとに独立していることです (XNUMX つのワイヤー ハーネスで巻く方が良いです)。ハーネス。
次に、出力段の電源電圧を±40 V から ±32 V に下げる必要があります。これにより、トランジスタの動作条件が容易になり、OBR を乱すことなく 4 オーム負荷へのブリッジ接続で動作できるようになります。 さらに、電圧が低いほど、動作電圧が 35 V で、より大きな容量のコンデンサを (同じ寸法で) 使用できるようになります。 第 4 に、オペアンプ DAXNUMX とそれに関連する回路が除外されています。 14. アンプの入力フィルタが適切に動作するには、ソースインピーダンスはどのくらい低くなければなりませんか? このアンプのプロトタイプにはバランス入力を備えた追加ステージがあり、低インピーダンスの信号源は必要ありませんでした。 ただし、このようなカスケードがなくても、信号源の出力抵抗が 3 kΩ 未満であれば、入力フィルターの周波数応答の変化は非常にわずかです。 15. サウンド再生の品質を損なうことなくバランスアンプ入力を行うにはどうすればよいですか? バランス入力を備えたカスケード回路の変形を図2に示します。 XNUMX.
KR140UD1101やLM318との比較。 図に示されているように、オーディオ愛好家の間で人気のあるオペアンプ (LT1028、LT1115、AD797、OPA627、OPA637、OPA604、OPA2604 など) を実際の状況、たとえば RF 干渉が存在する状況で使用すると、多くの場合、より悪い結果が示されます。 。 テストしたオペアンプの中で、AD842 が最もよく動作しましたが、このチップは現在製造中止になっているようです。 このオペアンプの入力電流が大きいため、カスケード抵抗の抵抗値を数倍小さくする必要があることに注意してください。 16. 超リニア UMZCH をプリアンプとして推奨できるものは何ですか? 著者はどのようなプリアンプを使用しましたか? UMZCH 入力は、WADIA CD プレーヤーに直接接続できるように設計されています。 最大出力電圧は2Vです（ちなみにDATテープレコーダーも同様のレベルです）。 その信号レベルは、レギュレーター機能を備えたDACによって設定されます（そして、調整は基準電圧を変更することによって「デジタル」と「アナログ」の両方で組み合わされます）。 XNUMX ブロック プレーヤーでは、デジタル制御されたレギュレーターは可変抵抗器に比べて変調ノイズが少なくなります。 比較的一般的なCDプレーヤーでは、SONY XA30ES、XA50ES、TEAC-X1というモデルがおすすめです。 SACD プレーヤーもその実力を十分に証明しています。 著者はプリアンプの代わりに、リードリレーを備えた単純なスイッチを使用しました。 スーパーリニア UMZCH を設計する場合は、個別の減衰を備えたボリューム コントロールを使用することをお勧めします。 最後の手段として、抵抗値 10 kΩ の可変抵抗器をアンプの入力に接続することができます。 また、コンデンサ C1 の後に接続する必要があります。 入力ハイパスフィルターのカットオフ周波数になります。 Cl と、レギュレーターと R1 の並行した活性化によって形成される は、小音量で最小になり、大音量で最大になります。 17. 出力パワー (感度) を一時的に下げるにはどうすればよいですか? 「20 dB」（「静か」）モードを導入する最も簡単な方法は、追加の「クエンチング」抵抗とリレーを入力回路（RES-49 または RES-55、RES-60、RES-80、RES）に導入することです。 -81、RES-91 など) の常閉接点がこの抵抗と並列に接続されています。 接点を開くとレベルが下がります。 接点は金メッキされている必要があります (リレーのデータシートを確認してください)。 同様に金メッキ接点を備えた他のリードリレーも機能します。 リレーにはリップル レベルの低い定電圧で電力を供給する必要があります。そうでない場合は、交流バックグラウンドが発生する可能性があります。 18. 広帯域電子デバイスでは、通常、大きな酸化物コンデンサはセラミックコンデンサでバイパスされます。 したがって、基板上に SMD コンデンサを設ける価値はあるでしょうか? 特別に実施された測定により、標準品質の酸化物コンデンサ (Samsung、Jamicon など) が基板に完全に取り付けられている場合、追加のセラミック コンデンサを導入しても、最大 20 MHz の周波数範囲では電力バスのインピーダンスが実質的に変化しないことがわかりました。 、アンプの過渡特性も変わりません。 電圧が 63 V の SMD コンデンサ（表面実装用）はまれで、通常は 50 V です。大きな基板は設置中に変形し、そのようなコンデンサにクラックが発生する可能性があることに留意する必要があります。 文学
著者：S。Ageev、モスクワ
タッチエミュレーション用人工皮革
15.04.2024 Petgugu グローバル猫砂
15.04.2024 思いやりのある男性の魅力
14.04.2024
▪ 水の食事
▪ サイトのセクション そして、発明者が現れました（TRIZ）。 記事の選択 ▪ Averroes (Abul Waleed Muhammad ibn Ahmad ibn Rushd) による記事。 有名な格言 ▪ 記事 言葉の壁のせいで電車事故はどこで起きたのか？ 詳細な回答 ▪ 記事 田舎の工場と手工芸品の風力タービン。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典 ▪ 記事 簡易ブースター装置。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
ホームページ | 図書館 | 物品 | サイトマップ | サイトレビュー
www.diagram.com.ua |
）と過剰（電流）ノイズ。電流が抵抗器を流れるときに発生し、抵抗の変動によって引き起こされます。 可聴周波数範囲では、カーボン抵抗器のこのノイズの大きさは 10 μV を超えることがあります (1 V の電圧降下で周波数 XNUMX 年当たり)。 一般に、これはそのような抵抗器の熱ノイズよりも XNUMX 桁以上大きくなります。
他の記事も見る セクション 
科学技術の最新ニュース、新しい電子機器：
このページのすべての言語