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無線電子工学および電気工学の百科事典 ランプかトランジスタか？ ランプ！ 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
「ハイエンド」とは何ですか？ この質問に明確に答えられる人はおそらくいないでしょう。 実際のところ、この概念は純粋に感情的なものです。 すべての人を完全に満足させるような電気音響経路を作成することはまったく不可能です。 高音質再生の開発における新たな方向性の特徴の一つは、AFアンプにおける真空管の使用に対する関心が再び高まっていることです。 これは、真空管とトランジスタの機器の音を比較試聴する際に、専門家が最初のものを優先するようになったという事実によるものです。 記事「音響心理学的音質基準とUMZCHパラメータの選択」の中で、これらの文章の著者は初めて、電子管の客観的特性とAF管アンプによって提供される音の主観的認識との間の関係を確立しようとしました。 これについてさらに詳しく見てみましょう。
まず最初に、AF アンプでのランプの使用の主な特徴を読者に思い出してもらいましょう。 スイッチをオンにする方式は 1 つあります。共通のカソードを使用する (図 1a)、共通のアノードを使用する (図 1b)、および共通のグリッドを使用する (図 1c)。 四重極 U2 と U1 は、図に示されているそれぞれの入力回路と出力回路を条件付きで指定します。 XNUMXカスケード。 さらに、四重極は、ランプのアノード回路に直流電流が流れ、カソードに対して必要な一定のバイアス電圧がグリッドに印加できるように構築されなければなりません。 最も広く使用されている増幅カスケードで、共通のカソードを備えたスキームに従って構築されています。 最も単純な形式では、図に示されています。 2.
電気回路の要素としてのランプの特性は、その電極の回路における電流と電圧の間の依存性によって決定されることが知られています。 真空管アンプを計算するときは、静的なアノードグリッド特性を使用するのが一般的です。Ua = const の場合は ╡a = f(Uc)、および Uc=const の場合は ╡a=f(Ua) です。 これらの特性のファミリーは相互に関連しているため、それらの一部を使用して他の特性を構築できます。 このような三極管および五極管の特性の例を図 3 および図 4 に示します。 XNUMXとXNUMX。
ランプの主要パラメータは静特性により簡単に設定できます。 ゲインは、一定のアノード電流におけるアノードの電圧増加とグリッドの電圧増加の比として定義されます: la=const で m = ΔUa /ΔUC。 内部抵抗は、一定のグリッド電圧におけるアノード電圧の増加とアノード電流の増加の比として定義されます。 Ri = ∆Ua / ∆la at Uc=const。 ランプの傾きは、一定のアノード電圧でのアノード電流の増加とグリッド電圧の増加の比です: Ua= const で S = ΔIa/ΔUc。 次に、実際のアンプ段でのランプの動作について説明します。 A、B、C の XNUMX つのモードが条件付きで区別されます。モード A では、動作点の初期位置は、実際の信号振幅でランプのグリッド特性の線形セクション内で移動するように選択されます。 モード B では、動作点はこの特性の下側の曲がりに位置し、モード C では曲がりの左側に位置します。 その結果、最後の XNUMX つのモードでは、ランプは非線形要素として動作します。 ランプの初期動作モードは、その電極の回路の電源の電圧から、これらの回路の要素の定電圧の降下を差し引いたものによって設定されます。 ランプの特性を利用して、電極回路の電圧降下や電流を簡単に検出できます。 私たちは、線形増幅器のカスケードにおけるランプの動作の主な特徴にはこだわりませんし、ランプをオンにするための回路の主な計算式も示しません。読者には文献 [1, 2]。 真空管増幅カスケードの特性が、実際にはトランジスタ上の同様のカスケードの特性と同等であることに注意するだけです。 ただし、違いもあります。 第一に、ランプの急峻性は（合理的な範囲内で）アノードの温度に依存しませんが、トランジスタ h21e の電流伝達係数は結晶の温度の変動に応じて変化します。 その結果、真空管アンプでは、低周波信号の変調を回避し、オーディオ周波数スペクトルの低周波部分を良好に再生することができます。 真空管アンプの「低音が弱い」という誤解は、出力トランスと電源トランスの電力不足が原因であると私たちは考えています。 二つ目はランプです。 トランジスタとは異なり、電流ではなく電圧によって制御されます。 これにより、真空管アンプの前段をアンロードすることができ、それに応じて、それによって生じる非線形性を軽減できます。 もちろん、後段の入力容量が非常に大きくなる可能性があることを忘れてはなりません。 したがって、6N2P ランプのカスケードでは、最大ゲインでの値は約 73 pF になります。 しかし、そのような容量を充電するために必要な電流は、トランジスタ段の制御電流よりもはるかに少なくなります。 第三に、信号に導入される非線形歪みの点で、ランプはトランジスタよりも個別的です。 例として、同等のステージにある 12 つの交換可能なランプ 7AX6 および 2N1P の出力信号の高調波歪みのレベルを示します (表 XNUMX)。
トランジスタ段に関する同様の情報が、12 年「ラジオ」第 1987 号に掲載された著者の記事に示されています。どちらの場合でもモードを変更すると、高調波成分のレベルが再配分されることに留意する必要があります。 次に、真空管アンプの出力段の音質を左右する要素について説明します。 練習が示すように、増幅デバイスの動作は電源に大きく依存するため、電源から始めましょう。 真空管アンプに電圧安定器を取り付けるのは不経済であるため、その電源のすべての要素に対する要件が増加します。 ネットワークワイヤの損失をなくすために、その電流負荷は断面の mm2,5 あたり 2 A を超えてはなりません。 ネットワークトランスの一次巻線の前には、アンプに侵入する高周波ノイズやインパルスノイズを抑制するブロッキングフィルターを設置する必要があります。 確かに、無効負荷を備えた家庭用電化製品 (冷蔵庫、掃除機など) のオン/オフ時にアンプに侵入する「クリック音」からは保護されませんが、強力な無線放射源によって生じる干渉からは保護されます。 電源トランスには特に注意が必要です。 その設計では、ブロッキング フィルターを通過した干渉を確実に抑制する必要があります。 変圧器には、装甲型、ロッド型、トロイダル型の XNUMX つの主な設計があります。 最も広く使用されているのは、W 型磁気コア上の装甲トランスです。 それらは安価で技術的に進んでいますが、大きな浮遊磁場を持っています。 さらに、このような変圧器では、ピックアップや干渉を除去すること、したがって家庭用電化製品の動作中の「クリック音」を抑制することは非常に困難です。 トロイダル磁気回路上のトランスにはこれらの欠点はありませんが、高価すぎます。 ネットワークトランスの磁気回路の断面の選択とその巻線の位置は非常に重要です。 音質を向上させるためには、トランスの漏れインダクタンスと自己容量を低減する努力が必要です。 絶縁、シールド、磁気回路上のネットワーク巻線の位置には特に注意を払う必要があります。 寄生接続があると、ネットワークからアンプへの干渉の侵入に寄与するためです。 磁気回路の断面積と変圧器巻線のワイヤの直径を選択するときは、ブリッジ整流器に負荷される二次巻線を通過する電流が整流電流の XNUMX 倍に達する可能性があることを考慮する必要があります。 AF アンプの開発を実際に行ってみると、実際のネットワーク トランスでは、一般に受け入れられている計算方法と比較して、磁気回路の鋼材と巻線の銅線の断面に XNUMX ～ XNUMX 倍のマージンが必要であることがわかります。 真空管パワーアンプの電源の整流器には、トランジスタアンプの同様のデバイスの場合とは異なる特別な要件はありません。 ただし、ランプのアノード電圧はトランジスタに電力を供給するのに必要な電圧を大幅に超えるため、ランプには高電圧の整流装置を使用する必要があります。 しかし、最近では、整流器にシリコン ダイオードの代わりにケノトロンを使用することが流行しています。 実際、ケノトロンはよりスムーズに開き、ケノトロンによって整流される電流に含まれる高周波成分は少なくなりますが、優れた平滑フィルターと正しく選択された取り付けトポロジーにより、シリコン ダイオードに基づいた優れた整流器を設計することが可能になります。 言い換えれば、適切に製造されたシリコンダイオード整流器を使用する場合、ケノトロン整流器にはそれ以上の利点はありません。 アンプ電源の 50 番目の主要要素は平滑フィルターです。 高品質のAFアンプの電源には、フッ素樹脂またはポリプロピレンコンデンサ上のフィルタを使用することが望ましい。 しかしながら、そのようなコンデンサは比容量が低く、整流された電圧のリップルを十分に平滑化することができません。 この点で、フィルタに酸化コンデンサを取り付ける必要があります。 K27-78が最適です。 12 つの大きなコンデンサの代わりに、複数の小さなコンデンサを並列接続し、酸化物コンデンサを小さなポリプロピレン コンデンサで分流することをお勧めします。 しかし、最近ポリプロピレンコンデンサK78-17が登場しました。 約数十マイクロファラッドの容量を備えた K78-20 および K500-XNUMX は、XNUMX V の動作電圧向けに設計されています。 さて、アンプ自体へのサウンドの依存性を決定する要因についてです。 シングルエンドまたはプッシュプルの電力増幅回路を選択するときは、通常、次の利点と欠点が考慮されます。 シングルエンドアンプの出力信号に含まれる高調波は、主観的にはあまり目立ちません。 このようなカスケードは、高周波域のより柔らかい響きを提供し、回路と設計がより単純です。 シングルサイクルカスケードの欠点の中には、効率が低い (15 ～ 20%) ことが挙げられます。 その結果、出力電力が低くなり、リップルのレベルと電源電圧の安定性に対する高い要求が生じ、低いオーディオ周波数の再生が困難になります。 これらの最後の欠点は、シングルサイクル電力増幅器の出力トランスの磁気回路の永久磁化の存在に関連しています。 これにより、磁気回路の透磁率が減少し、出力トランスの一次巻線のインダクタンスが減少し、その周波数応答のカットオフ周波数が増加します。 一次巻線の巻数を増やしてインダクタンスを増加させようとしても、バイアスが増加し、実際のインダクタンスの増加はわずかであるため、ほとんど効果がありません。 さらに、巻線の抵抗が増加すると、巻線で損失する電圧が増加し、効率が低下します。 磁気回路の断面積を増やすことで、より低い音の周波数の再生に関する状況を改善することができます。これは、シングルサイクル真空管アンプの多くの設計者が目指していることです。 プッシュプルパワーアンプは、出力トランスの磁気回路に永久磁化がないため、より低いオーディオ周波数をより良く再生します。 このようなアンプは効率と出力が高く、電源のパラメータに対する要求が低く、より単純な出力トランスが必要です。 ただし、プッシュプルアンプはより高いオーディオ周波数を再現しますが、精度は低く、回路がより複雑です。 歪みのないサウンドを得るには、プッシュプル出力段のランプの特性が同一であることが非常に重要です。 通常、それらは急峻さと閉鎖電圧に従って選択されますが、経験が示すように、これらのパラメータのみに従って選択するだけでは十分ではありません。 したがって、出力ランプの電流のバランスが崩れると、周波数 100 Hz の出力信号の高調波の振幅変調が発生します。 つまり、たとえば、周波数 1000 Hz の信号が増幅されると、周波数 900 および 1100 Hz の成分がアンプの出力に存在します。 そしてこれにより、追加の、そしてあえて断言しますが、可聴歪みが発生します。 もちろん、アンバランスがあると、非線形歪みの合計係数も増加します。 最近の研究では、ポンプのペアは、動作電流の全範囲にわたって 5% 以下の精度で電流電圧特性の共有に従って選択する必要があることが示されています。 パワーアンプで OOS を使用する場合の問題は、よく知られている利点と欠点を考慮に入れることで解決できます。 OOS の利点は読者にはよく知られていると仮定して、たとえば、OOS のないアンプは高周波の再生能力は高く、低周波の再生能力は劣るとだけ述べておきます。 その特性は、ランプと他の回路要素の両方のパラメータの安定性、および電源の特性に大きく依存します。 設置についてはより慎重な検討が必要です。 アンプの出力段のパラメータは、その中で動作するランプによって主に決定されます。 初めに。 ランプの特性を考慮して、アンプで使用するのにどのランプが最も適切であるかを決定する必要があります（三極管または五極管（四極管））。 たとえば、五極管と比較すると、三極管はゲインの直線性が高く、内部抵抗が低くなりますが、ゲインが低く、アノード電圧の使用が適切でないため、より多くの出力電力を得ることができません。 すでに述べたように、真空管は、その音質の点でより個性的です。 出力信号振幅が 2 W の電力に相当する A モードで動作する EL-34 ランプのフィードバックなしのシングルサイクル電力増幅器の出力信号の高調波のスペクトルを表 1 に示します。 XNUMX次高調波のレベルをXNUMXdBとします。
表からわかるように、同じメーカーの同じタイプのランプの増幅カスケードは、出力信号の高調波スペクトルが異なるため、提供されるサウンドは同じではありません。 パワーアンプの動作モードの選択は通常は難しくありません。 歪みが少なく、より良いサウンドが得られるため、モード A を使用するのが最適です。 アンプの出力段の回路設計の問題を解決することはさらに困難ですが、これについては次の記事で説明します。 モードAで動作するシングルサイクル出力段を備えたパワーアンプの回路から始めましょう。その典型的な回路を図に示します。 5. ここに示されているカスケードは三極管で構築されていますが、四極管または五極管を使用することもできます。
三極管上のシングルサイクルカスケードの基本特性を解析するには、図に示す特性を使用します。 理想的なランプ陽極特性の 6 ファミリー。 アノード電圧を最大限に活用すると、動作点 B は負荷線 AB の中間に位置し、静止電流は Iao、静止電圧は Uao になります。 制御グリッド上の正弦波電圧の振幅 - Umc、アノード上の正弦波電圧 - Ima カスケードによって負荷に与えられる電力 Р = 1/2 (lma Uma)、および電源から消費される電力 Po =ラオ・ウアオ。 ここから、モードAで動作するカスケードの効率、No \u2d P / Po \u0d / XNUMX (lma Uma) / Ino Uno、およびランプのアノードで消費される電力、P \uXNUMXd PXNUMX - P_を見つけるのは簡単です。 。 休止モードでは、ランプによって負荷に供給される電力はゼロであるため、ステージの静止電流は、電源から消費される電力がランプのアノードで消費される最大許容電力を超えないように選択されます。 。
私たちが検討しているカスケードのアノード負荷の機能は出力トランスによって実行され、その効率、スピーカーヘッドに直接供給される電力を考慮すると、Pn = ntrP_ 初期電力が Рn の場合、同じ公式を使用します。この場合に三極管に負荷に与える電力を決定できます: Р_=Рн/mтР。 図上。 図７は、増幅装置の理論から知られる、負荷に与えられる電力Ｐ＿の依存性を示す。 Rv / Ri の比から三極管上のカスケードの効率 - 番号と高調波係数 -Kg。 これらの依存関係を分析すると、次の結論を導き出すことができます。 - 三極管の増幅段は、アノード負荷の抵抗 Ra=2Ri で負荷に最大電力を与えます。 - カスケードの効率は、Rn/Rё が 0,5 の値に近づくにつれて増加します。 - 三極管のアノード負荷の抵抗の増加は、カスケードによって導入される非線形歪みを軽減するのに役立ちます。
したがって、大きな P_、十分に高い効率、および低い Kg を同時に得るには、Ra / Ri 比が 2 ～ 4 の範囲にあることが望ましいです。 出力段で XNUMX 極管または XNUMX 極管を使用する場合、これらの依存関係の性質は若干変化します。 三極のアノード電流のアノードおよびグリッド電圧への依存性は、関係la=(Uc-Ua/m)3/2によって記述されることが知られている。 これにより、ランプのアノード特性を持つ設計者は、その動作モードを非常に明確に選択できます。 四極管と五極管については、そのような方程式はまだ存在していません。 この記事の著者は、当社が使用しているビーム四極管 6P45S についても同様の式を導き出そうとしました。 分析の結果、比 Iа=1,8[1-1/(0.0012Ua2+ +1)](Uc/45+1)2 が得られました。これは、このランプの動作を説明していますが、電圧がオンのときのみです。スクリーングリッド U3 は 175 V に等しくなります。他の電圧では、Uc の代わりに、式 (Ue + 0,5) - (U3-175) を式に代入する必要があります。 他の四極管または五極管の場合、上記の比率の係数は異なる意味を持ちます。 この式を使用すると、選択したランプ動作モードの高調波係数を決定できるだけでなく、スペクトル分析手法を使用して増幅信号の高調波スペクトルを決定し、主観的な音の知覚の基準に基づいて最適化することができます。 五極管と四極管の仕事を分析する従来の方法 (8 つの縦座標の方法) でも、同様の結果が得られます。 図上。 図８は、６ＰＺＳ五極管の抵抗Ｒａに対するＰ＿およびＫｇのパラメータの依存性を示す。 この図から、最初は Ra が増加すると電力 P_ が増加し、Kg が減少しますが、Ra が 6 kOhm に等しくなるやいなや (他のランプではこの値は異なります)、電力が増加し始めることがわかります。減少し、Kgが増加します。 言い換えれば、三極管は Ra の選択にとってそれほど重要ではありません。 四極管や五極管よりも。 これが音質にどのような影響を与えるかはわかりませんが、潜在的には三極管の出力段の方が四極管や五極管よりも快適に聞こえるはずです。
一方、最大電力モード P_ の五極管および四極管に基づくカスケードは、より高い効率 (0.35 ... 0.4) を持ちます。 三極管のカスケードよりも優れています (0,15 ... 0.25)。 ここで、モード A で動作するシングルサイクル UMZCH に取り付けられた出力トランスの特徴を考えてみましょう。そのような段階では、知られているように、トランスの磁気回路の一定の磁化が存在し、その透磁率の低下につながる可能性があります。そして、一次巻線のインダクタンスが減少し、これに伴い低周波スペクトルから再生可能な周波数帯域が狭くなります。 鋼製閉磁路を備えたコイルのインダクタンスを求める式 (L=1,26nSmW2/Lc -10-8、Hn) から次のようになります。ここで、m は磁気回路の透磁率、SM は磁気回路の断面積です。磁気回路、cm2; W はコイルの巻き数; Lc は磁力線の平均長さ、cm)、その数を増やすことで、トランスの一次巻線のインダクタンスを増やすことができます。回転数と磁気回路の断面図。 しかし、巻数の増加はバイアスの増加を伴い、磁気回路断面積の増加によりトランスの寸法と重量が大幅に増加します。 さらに、インダクタンスは実際には非常にゆっくりと増加します。 次の例で、磁気回路とトランスの一次巻線の巻き数を選択するプロセスを説明します。 出力ランプのアノード抵抗 Ra = 2 kOhm、アノード電流 1a = 0,2 A、有効電力 P_ = 24 W の増幅段に対してこの手順を実行する必要があるとします。 出力トランスの一次巻線に必要なインダクタンスは、式L \u0,3d 20 Ra / fn、Hによって決定されることが知られています。これは、動作周波数範囲をfn \u0,3d 2 Hzに制限したい場合、次に、インダクタンスL \u10d 3 20 30 25 /50=5 Gnを提供する必要があります。 非常に特定の巻数しか対応できない PL6x0,3xb25 磁気回路を使用する場合、一次巻線抵抗とアノード抵抗の比 Ro50 / Ra = 120 でこれが可能になります。 PL0,25x32x64 の大きな断面積を持つ磁気コアにより、この比率を 16 に、PL0,2xXNUMXxXNUMX では XNUMX に減らすことができました。 磁気回路の断面積が 6 倍に増加すると、Ro0,3 / Ra 比が 0,2 から 0,1 に減少することが容易にわかります。よく発達した低周波レジスターを得るには、この比が必要です。 XNUMXに等しくなければなりません。そうしないと、一次巻線の抵抗が高すぎるときの電圧降下により、出力段の効率が低下します。 再生周波数範囲が周波数 30 Hz に制限されている場合、一次巻線のインダクタンスは 20 H に減少します。この場合、磁気回路 PL25x50x65、PL25x50x120、PL32x64x160 を使用すると、Ro6 / Ra 比ははそれぞれ 0,23、0,14、0,13 に等しくなります。 これも必要な 0,1 より大きくなります。 所望の比率をさらに得るために、出力ランプのアノード電圧を増加することをお勧めします。そうすれば、一定の電力が負荷に伝達され、アノード電流を減少させることができ、したがってランプのバイアスを減少させることができます。出力トランスです。 また、内部抵抗 Ri の低いランプを使用することで、再生可能周波数範囲の低域周波数を 40 Hz まで高め、陽極負荷抵抗 Rn を下げることができます。 次に、プッシュプル出力段の特徴を考えてみましょう（図9）。 このカスケードは、入力に到着する逆位相信号の対称性に対して厳しい要件を課します。 これらの要件は、位相反転カスケードによって満たされる必要があります。
出力信号の対称性を確保するという観点からは、平衡回路に従って接続された 10 つの三極管で作られた位相反転器が最適です (図 XNUMX)。 その対称性は、位相反転ランプの陰極回路内の電流発生器のパラメータに依存します。
このステートメントを説明するために、等価抵抗が 11 kOhm と 30 kOhm である発電機で動作する位相反転器の出力信号の高調波のスペクトルと非線形歪み係数を示します (表を参照)。
測定は、三相インバータ出力信号レベル、最大 (+20 dB)、公称 (+10 dB)、最小 (0 dB) に対して実行されました。 発電機の等価抵抗が 11 kΩ から 30 kΩ に増加すると、位相反転器の対称性によって決定される出力信号の高調波係数がほぼ XNUMX 分の XNUMX に低下することが簡単にわかります。 電流発生器として、ランプ、トランジスタ、または従来の抵抗器を使用できます。 プッシュプル出力段のランプのペアの選択には特に注意を払う必要があります。 これは非常に重要です。アンバランスにより、アンプ出力の全体的な歪みが大幅に増加するだけでなく、電源リップルの抑制度が低下するため、周波数 100 Hz の高調波の振幅変調が発生するためです。すべてのバランスの取れたステージに固有のものです。 この記事の著者によって行われた最近の研究では、動作電流の全範囲において5 ... 2%以下の精度で電流電圧特性の一致に従ってランプのペアを選択する必要があることが確認されました。 モード A で動作するプッシュプル出力段を計算するには、シングルエンド段の計算式を使用し、電力 P_ を 3 倍にするだけです。 モード B で動作する場合、計算手順が若干変わります [XNUMX]。 図に示されています。 図11に示すように、負荷P_に供給される電力とRon/Ri比に対する効率の依存性は、所定のアノード電圧およびグリッド電流なしのモードBでの動作において、三極管がアノードで最大の電力を供給するという事実も裏付けています。負荷抵抗は内部抵抗 Ri に等しくなります。 モード B の三極管のプッシュプル出力段の効率は、Ron が増加するにつれて増加し、値が 0,785 になる傾向があります。
プッシュプル出力段で五極管または四極管を使用する場合、モード B で動作するときに最も有利な負荷は、負荷特性が制御グリッド Uc 上の電圧で取得される静的アノード特性の曲がりを通過する負荷です。 = 0。 この場合、ランプによって負荷に供給される電力とカスケードの効率は最大に近くなります。 モード B のプッシュプル ステージの 0.04 つのアームのアノード負荷の抵抗は、モード A よりも小さく、通常は (0.1 ... XNUMX) Ri の範囲内にあります。 それ以外の場合、五極管のプッシュプル カスケードは三極管の場合と同じ方法で計算されます。 実際の高品質 3H アンプの出力段では、純粋なモード B は、このモードに固有の「ステップ」タイプの歪みが発生するため、決して使用されないことに注意してください。 AB モードが推奨されます。 この値では、ランプは特定の初期オフセットで動作し、これらの歪みの出現が排除されます。 モード B ステージの出力トランスの選択は、磁気回路の永久磁化に関連する問題がないため、モード A ステージの場合よりも簡単です。 漏れインダクタンスを最小限に抑えるには、トランスの両方の巻線を分割することで達成されます。 結論として、出力インピーダンスなどのアンプのパラメータに注目していただきたいと思います。 Rout=[(Uxx/Uh)-1] Rh という式で決定できます。 ここで、Uxx - アンプの出力の無負荷電圧、V。 Uh - アンプの負荷の電圧、V; Rhは負荷抵抗です。 オーム。 このパラメータは、アンプの出力電圧に対する出力電流の依存性を最も完全に特徴づけます。 図上。 図１２は、この依存性を取り除くのに適した測定機器を含めた図を示す。 測定はさまざまな周波数で行う必要があります。 この関係は可能な限り直線的である必要があります。 非線形性は、十分な深さの FOS を導入することによって補正されます。
プリアンプは XNUMX チャンネル方式に従って作られており、従来の電子制御ユニット、CD プレーヤー、その他の低周波信号源の磁気ピックアップから動作します。 薄く補正されたボリュームコントロール、低音および高音周波数のトーンコントロール、ステレオバランス調整を提供します。 アンプには XNUMX つの出力とステレオフォン用のジャックがあります。 出力の XNUMX つにテープ レコーダーを接続し、もう XNUMX つに外部 UMZCH を接続できます。 アンプの主な技術的特徴。 定格入力インピーダンス: 磁気ピックアップ - 47、CD プレーヤー - 10、ユニバーサル - 100 kΩ; 再生可能な音の周波数の範囲 - 7...90000 Hz; 低音および高音周波数のトーンコントロール範囲 - 6 dB; ノイズレベル（加重値） - 磁気ピックアップアンプ補正器の出力で - 73、リニアアンプ - 97 dB。 出力抵抗 - 1 kΩ以上; 周波数 10 kHz でのステレオチャンネルの分離 - 40 dB 以上、負荷 47 kOhm での最大出力信号 - 25 V (rms) 以上 プリアンプブロックの接続図を図に示します。 13. これは、機能的に完成した 1 つのブロック、つまりハイパス フィルター (A2)、ボリューム コントロール ラウドネス要素 (A3)、4 チャンネル アンプ (A1)、および電源 (A5) で構成されます。 ブロックの外側には、6 つの入力 (XS8 ～ XS1) ジャックと 2 つの出力 (XS3 ～ XS9) ジャック、10 つのスイッチ (入力 - SA11、ハイパス フィルター - SA12、ラウドネス要素 - SA13)、ステレオ バランス コントロール (R15、R14) があります。 、ボリュームコントロール（R16、R1）、低音（R15、RXNUMX）および高音周波数（RXNUMX、RXNUMX）、表示要素（HLXNUMX-HLXNUMX）、サージプロテクター、および電源スイッチ。
アンプハウジングのフロントパネルには、ボリューム、トーン、ステレオバランスコントロール、電源スイッチ、ハイパスフィルターオンインジケーター、ラウドネススイッチ、入力スイッチ、電話ジャックがあり、背面には入力とアウトプットジャックとグランドジャック。 磁気ピックアップＸＳ２の入力からの信号は補正アンプの入力に供給され、その出力から入力スイッチＳＡ１に供給される。 他のすべての入力からの信号もここに供給され、ハイパス フィルター R2R1C1 (ボード A2 L、A1) に送られます。 フィルタは、低いオーディオ周波数 (<1 Hz) 側からの音のスペクトルを制限するように設計されており、必要に応じて SA1.2 スイッチでオフにすることができます。フィルタがオンになると、HL18 LED が信号を送ります。 これらのスイッチと個別の R2.0 ステレオ バランス コントロールを介して。 R1 入力信号はボリューム コントロール 9、R10 に送られ、その後 11H プリアンプ (ボード A12 および A3) の入力に送られます。 スイッチ SA3.1 を使用すると、ラウドネス要素 R3.2、R3、C11 を抵抗器 R12、R1 のタップに接続できます。 C2とR1。 R2。 C3、C4 (ボード A3 および A4)。 プリアンプの出力 (ピン 2.1、2.2 ボード A19 および A16) から、増幅された信号は出力ジャック XS3.1 と電話ジャック XS3.2 に接続された電話リピーターの入力に供給されます。 XS7 出力ジャックはステレオ バランス コントロールに接続されており、前述したように、信号をテープ レコーダーに録音するときに使用されます。 プリアンプチャンネルの 3.1 つ (ボード A14) の回路図を図に示します。 14. 3.1 番目のチャンネルはそれと完全に同一です。 理事会の結論は、最初のチャネルの結論の隣の括弧内に示されています (図 XNUMX)。 AXNUMX基板には磁気ピックアップ補正アンプ、リニアアンプ、テレフォンアンプが搭載されています。
磁気ピックアップから動作する場合、XS2 ソケット (図 13) からの入力信号はパッシブ高周波補正回路 R2C1 を介して 1 段補正アンプの入力に供給されます。 最初の 2.1 段は、アノード回路に負荷を備えた通常の抵抗回路に従って、VL8 双三極管で作成されます。 9 段目はカソードフォロワ回路に従って VL12 ランプ上に組み立てられており、リニアアンプとの良好なマッチングに貢献しています。 このカスケードの動作モードを安定させるために、R2R1R10 回路が使用されます。 補正アンプの標準周波数応答は、パッシブ R11C4 回路と OOS 回路の 1.1 つの周波数依存回路によって得られ、その電圧はアンプ出力から取得され、R10R3.1C1 素子を介して VL12 のカソードに供給されます。入力ランプ3.1個。 補正アンプの出力 (AXNUMX ボードのピン XNUMX) からの電圧は SAXNUMX 入力スイッチに供給され、その後通常の方法でリニア アンプの入力 (AXNUMX ボードのピン XNUMX) に供給されます。増幅器。 1000 Hzの周波数における磁気ピックアップの補正器のゲイン - 38 dB; 加重信号対雑音比 - 72...74 dB; 要素 R2、R5、R10、R11、C1、C4 を使用した場合の標準からの周波数応答偏差は 1% (1 dB 以内) の許容差で許容されます。 リニアアンプは補正アンプと同様に 3.1 段構成です。 三極管のカスケード VL3.2 および VL3 VL15 ランプは、抵抗増幅器の方式に従って組み立てられます。 そのうちの 16 つ目は、抵抗 R7R13 を介してローカル OOS 回路によってカバーされ、出力インピーダンスが低減されます。 14段目はカソードフォロアです。 その出力からの電圧は XS19 出力ジャックと電話アンプに供給されます。 トーンコントロール R23 (LF) と R9 (HF) は、要素 R11 ～ R20 および C97 ～ C99 とともに、共通の OOS 回路で機能します。 リニアアンプゲイン - 1dB; 信号対雑音比の加重値は 4...8 dB です。 電話増幅器は、トランジスタ VT13 ～ VTXNUMX の複合エミッタフォロワの方式に従って作られています。 負荷からの電圧は電話ジャック XSXNUMX に供給されます (図 XNUMX を参照)。 プリアンプ電源の回路図を図に示します。 15. AC 主電源電圧は、特別な高周波ノイズ抑制フィルタ L1L2C1C2 および電源スイッチ SA4 を介して供給されます。 ネットワーク変圧器 T1 は 5 つの整流器で動作します。 アノード電圧整流器は、ブリッジ回路に接続された VD8-VD18 ダイオード上に組み立てられます。 整流された電圧はリップル平滑化フィルタ R11C14 ～ C16R1 に供給され、次にトランジスタ VT1 とツェナー ダイオード VD2、VD12 上の電子フィルタに供給されます。 後者は電源投入時のトランジスタの破壊を防ぎます。 このフィルタの動作モードは、同調抵抗器 R1 によって設定されます。 電子フィルターの出力には、パッシブ RC フィルター R1C2、R2C3、R3C4、および R4CXNUMX が含まれています。
ランプのフィラメント電圧整流器は、VD9 ～ VD12 ダイオードに組み込まれています。 その出力 (平滑コンデンサ C15、C16 の後) から抵抗 R5 を介して直接、電力が白熱表示灯 HL2 ～ HL15 に供給されます。 増幅器ランプのフィラメント電圧は、トランジスタ VT2、VT3 の安定化装置に事前に供給されます。 安定化電圧 (+6,3 V) の正確な値は、調整抵抗 R6 によって設定されます。 電話増幅器に電力を供給する電圧 (-6,3 V) は、VD13 ～ VD16 ダイオードによって整流され、リップル平滑コンデンサ C17、トランジスタ VT4、VT5 の安定器を通過し、A1 のトランジスタ VT4 ～ VT3 の電極に入ります。プリアンプ基板。 アンプのメインブロックは、475X112x400 mm の寸法の金属シャーシに取り付けられています。 すべてのブロックで、定抵抗器 C2-23、C2-33 と調整抵抗器 SP4-1 が使用されます。 アンプ基板 (A3.1) コンデンサ K71-7 (C1、C4、C13、C16)、K73-17 (C2、C5、C14)、K78-2 (C3、C6、C7、C15)、K77-7インストールされている (C9-C11、C13)、K50-24 (C8、C17、C18)、KD-2 (C12); 電源ボード上 (A4) - K73-17 (C1-C4、C6、C7、C10、C18-C20)、K50-24 (C5、C8、C9、C15-C17)。 ラウドネスボード (A2) - PM-2 (C1 ... C3) および K71-7 (C2. C4)。 ハイパスフィルターボード (A1) - K71-7 (C1); ブロックの外側 - KM-5 (C1-C7) および K73-17 (C8-C9)。 ネットワークフィルター -K73-17 (C1、C2)。 ステレオバランスコントロールとしてSPZ-30抵抗器、ボリュームコントロールとしてSPZ-30、トーンコントロールとしてSPZ-30を使用しました。 プリアンプのネットワークトランスは磁気回路Ш26Х52で作られています。 巻線 1-3-5-7 には、ワイヤ PEV-2 404 の 2x0,315 ターンが含まれています。 巻線 2-4 - ワイヤ PEV-1078 2 の 0,08 ターン; ワイヤ PEV-10 12 の巻線 36-2 - 1,41 ターン。 ワイヤ PEV-6 8 の巻線 31-2 - 0,315 回。 シールド巻線は、20 列に巻かれた 2 回の PEV-0,1 3 ワイヤで構成されます。 ラインフィルターにはチョークDM-2(LI、L4)を搭載。 電源スイッチSA41-PKN-2、ハイパスフィルタースイッチSA61-PKN1。 他のスイッチ SA3、SAXNUMX - PGK。 「バランコン」社製のパワーアンプ「UM-01」は、単体（『ラジオ』1998年3号19～21ページ参照）および外部プリアンプの両方で動作可能です。 感度は 0,775 V です。 定格出力電力 - 2x100 W; 最大短期 - 2x200 W; 再生可能な周波数の公称範囲 - 7...90 Hz; 000 ～ 20 Hz の範囲の周波数応答の不均一 - 20 dB 以下。 信号対雑音比 - 000 dB以上; 寸法 - 3x97x475 mm; 体重 - 160kg。 このアンプは、電気インピーダンスが 400 および 34 オームのスピーカーを接続するように設計されています。 UMZCH ブロックの接続図を図に示します。 17. XS1 ジャックからの入力ステレオ信号は、レベル コントロール R1 および R2 を介して、リニア (A1.1、A1.2) のボードに送られ、次にターミナル (A2.1、A2.2) の 3H アンプに送られます。 後者は出力トランス T1、T2 に負荷され、その二次巻線にソケット XS2 ～ XS3 を介して音響システムを接続できます。
A1.1ボードに実装されたリニアアンプのチャネルの概略図を図に示します。 18. アンプの初段は VL1.1 三極管で構成され、スキームに従ってアノード回路の負荷に接続されます。 このランプのカソード回路 (A3 ボードのピン 1.1) は、R6C4 回路を介して、出力トランス T1 の二次巻線から共通の OOS の電圧を受け取ります。 その深さは、出力トランスのパラメーターおよびフィールド接続のトポロジーと厳密に関係しています。 このアンプで使用されている 6P45S 出力ランプにより、アンプの十分な直線性が 5 ～ 15 dB の OOS 深さで保証されます。 三極管 VL5 の負荷抵抗器 R1.1 から、増幅された電圧が VL2 ランプの三極管のグリッドに供給され、位相反転カスケードで動作します。 このランプのカソード回路には、VL1.2 三極管で作られた電流発生器が含まれています。 彼の任命については、このシリーズで以前に公開された記事の 15 つで詳しく説明されています。 位相反転ステージ モードは、VL2 ランプのアノードの最大信号振幅に応じて同調抵抗 R13 によって設定されます。 R9C5C4 素子はパワーアンプの周波数特性と位相特性を補正します。 それらの定格は特定の出力トランスに依存し、指定された特性の十分な均一性が得られるように選択されます。 抵抗器 R17、R1 およびコンデンサ C2、C7、C8、CXNUMX は、線形増幅器ランプの電源電圧の追加のフィルタリングを提供します。 位相反転段の出力 (A7 ボードのピン 8、1.1) から、3H 信号が五極管のプッシュプル最終パワー アンプの入力 (A7 ボードのピン 8、2.1) に供給されます。 VL5、VL6 (図 19)。 バイアス電圧は、外部整流器から -120 V の電圧で制御グリッドに供給されます。ランプ電流は、トリミング抵抗 R1 とバランス レギュレータ R2 によって設定されます。 ランプの陽極（ｖｙｖ．２３、２４）は、出力変圧器Ｔ１の一次巻線に接続されている。 A1.2 および A2.2 ボードに実装されているアンプのチャネル図は、説明したものと同様です。 これらの委員会の結論は図に示されています。 括弧内は18、19。
パワーアンプの電源（基板A3）の回路図を図に示します。 商用電源電圧は、高周波ノイズ抑制フィルタ L20L1C1C2 および SB3 スイッチを介して電源トランス T4 に供給されます。 1 つの整流器が変圧器の二次巻線に接続されています。 +420 V (VD2 - VD5) の電圧の整流器から、位相反転段には +400 V (VD6-VD9 および VD10-VD13) - 出力段のランプのアノード回路、+175 V が供給されます。 (VD14-VD17) - リニアアンプの初段と出力段のランプのグリッドをスクリーニングする回路、-120 V (VD18 - VD21) - 出力段のランプとリニアアンプの電流発生器のランプのグリッドバイアス回路。 すべての整流器はブリッジ回路に従って作られています。 高周波干渉を抑制するために、ダイオードはコンデンサ C14 ～ C3 でシャントされます。 リップルを平滑化する素子として酸化物コンデンサC2～C7、C11、C12を使用し、容量0,1μFのコンデンサとシャントしています。 ツェナー ダイオード VD120 は、-1 V の電圧に対応する整流器の出力に取り付けられています。
すべての電力増幅器ランプのフィラメントは、T13 ネットワーク変圧器の別個の巻線 14 ～ 1 からの交流によって電力を供給されます。 パワーアンプは1.1枚の基板(A1.2、A2.1、A2.2、A3、A1)に実装されています。 ボードの外側には、入力および出力ジャック、信号レベル レギュレーター、出力および主電源トランス、OOS 回路の要素 C2、C3、R4、R17 (図 1 を参照)、高周波ノイズ抑制フィルター、電源スイッチ、および追加のソケット XS20 (図 XNUMX)。 固定抵抗はすべて C20-23 と C2-33 です。 リニアアンプはコンデンサ K50-24 (C3)、K73-17 (C2、C7) を使用します。 K71-7 (C9)、K78-2 (C10、C11)。 他のすべてのパワーアンプ酸化コンデンサは K50-27、コンデンサ、整流器シャントダイオード、平滑フィルタは K73-17 です。 信号レベルレギュレータ R1、R2 (図 17 を参照) - SPZ-4M、同調抵抗 R15 (図 18 を参照) および R1、R2 (図 19 を参照) -SP4-1。 出力トランスは磁気回路Ш32Х64で作られています。 一次巻線 5 - 1 および 1 - 6 には、それぞれ 444 巻のワイヤ PEV-2 0,45 が含まれています。 二次巻線はセクション化されており、各セクションには 26 巻のワイヤ PEV-2 1,32 が含まれています。 ネットワークトランスにはSh40X80磁気回路を採用。 一次巻線 1-2 は、344 回の PEV-2 1,0 ワイヤで構成されています。 二次巻線には以下が含まれます: ワイヤ PEV-3 4 の 464-2 - 0,16 ターン。 5-6 および 7-8 - ワイヤー PEV-450 2 をそれぞれ 0,45 回巻きます。 9-10 - ワイヤ PEV-195 の 2 ターン 0,16; 同じワイヤーの 11-12- 156 ターン、PEV-13 14 ワイヤーの 11-2 - 2,5 ターン。 文学
著者: V. Kostin、モスクワ
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