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無線電子工学および電気工学の百科事典 チューブUMZCH内のTVZ。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
この記事では簡単な分析を提供し、テレビ受信機の統合 TVZ 出力トランスを備えた真空管三極管シングルエンド アンプの現実的に達成可能なパラメータを決定します。変圧器を変更してパラメータを改善する方法を検討します。実際の増幅回路とテスト結果を紹介します。著者が提案したアプローチは、より強力な真空管 UMZCH の開発に適用できます。 この記事は平均的な資格を持つアマチュア無線家を対象としており、推奨事項は誰でもアンプを複製できるようにする情報に限定されています。 真空管サウンドの奇跡について話すと、この奇跡を聴きたいという自然な欲求が呼び起こされます。そして、真空管アンプを複製したい人が最初に遭遇する問題は出力トランスです。これを解決するには 3 つの方法があります。自分で作ることも可能ですが、決して簡単ではありません。良い出力トランスを購入することもできます。シンプルですが、決して安くはありません。または、入手しやすく安価なものを使用してみることもできます。 ラジオ市場の調査によると、最も入手しやすい出力トランス (TVZ) は古いテレビのものであることがわかりました。選択肢は幅広く、価格は売り手の気分に応じて0ドルから3ドルです。 TVZ-0,6～1 が最も一般的で、実験用に購入されました。比較のために他のタイプの変圧器も購入しました。後で判明したことですが、TVZ-9 -1 と TV-1A-Sh トランス (最も立派なもの) が最高のパラメーターを持っていますが、TVZ-2 1 の方がより多く販売されていたため、さらに試してみることにしました。 課題は次のように提起されました。トランスを巻き直さずに作り直すことでパラメータを改善し、残りの欠点を可能な限り補うように出力段を設計することです。明らかに、そのようなアンプの出力電力は比較的小さいですが、主なことは高電力を得ることではなく、根本的な解決策を探すことでした。 いくつかの説 どこに行くべきかを理解するために、どのトランスフォーマーパラメータが何に影響するかを覚えておきましょう。古典的なもの ([1] など) に目を向けると、詳細には触れませんが、一次巻線のインダクタンス、磁気誘導の振幅、漏れインダクタンス、自己巻線の XNUMX つのパラメータが決定的であると言えます。静電容量、巻線抵抗、変圧比。 既存の変圧器のパラメータが測定され、これが起こったことです：
以下は平均化されたデータですが、残念なことに、変圧器で同じであることが判明したのはコイルの刻印だけでした。磁気コアの材質は不明のままですが、磁化曲線を記録した後では、E44 鋼 (高度に合金化され、高周波の中磁場で動作するように設計されたもの) であると考えられます。原理的にはそのとおりですが、計算するには出発点が必要でした。 このようなトランスフォーマーを使用する場合にどのようなパラメーターが予想されるかを評価してみましょう。ほとんどの場合、三極管接続された出力管 6F5P、6FZP、6P1P、6P14P を備えたシンプルなアンプで使用されていました。この場合、ランプの出力抵抗は 1,3 ～ 2 kOhm の範囲になります。計算では、平均値 - 1,7 kOhm を採用します。図では、図 1 は、ランプに接続された変圧器の簡略化された等価回路を示しています。出力抵抗 R を持つ発振器 G1 として表されます (すべて変圧器の一次側を指します)。
大信号オプション 磁気回路の誘導がどうなっているか見てみましょう。誘導は周波数に反比例するため、最も興味深いのは誘導が最大値に達する低周波数の領域です。実際、許容される誘導によって、変圧器が許容可能な歪みで低周波領域で伝送できる最大電力が決まります。磁気回路における誘導振幅はよく知られた公式によって決まります。
ここで、E1 は一次巻線に印加される電圧 V です。 f - 信号周波数、Hz; S は磁気回路の有効断面積です。 cm2; W1 - ターン数。 この依存性を負荷の電力に関して即座に表現すると便利です。一次巻線にかかる電圧E1は、負荷R2'と巻線抵抗r2'の両端電圧の和に等しく、低周波における漏れインダクタンスLs2'は無視できます。ランプの静止電流 I0 が一次巻線を流れ、磁界を生成し、それが誘導 B0 の初期値を決定することを考慮する必要があります。私の計算によれば、それは約0,3Tに相当します。変換後の式は次の形式になります。
手作業で計算する場合、この式は非常に面倒ですが、コンピュータで計算する場合、面倒さは問題ではありません。 2 つの周波数値に対して計算された出力電力に対する誘導の依存性を図に示します。 XNUMX.
磁気コア材料が約 1,15 T の誘導で飽和し始めることを考慮し (これは主磁化曲線を取得したときに判明しました)、最大誘導を約 0,7 T と仮定すると、グラフは出力電力を示します。低周波領域では誘導が得られます。30 Hz ではわずか約 0,25 W、50 Hz では約 0,8 W、100 Hz では誘導は制限要因ではなくなります。これらの値を超えると、変圧器によって導入される高調波のレベルが大幅に増加するだけでなく、変圧器の入力インピーダンスの低下によりランプによって生成される高調波のレベルも増加します。実際のカスケード (6F5P ランプ上) での測定では、出力電力 1 W の場合、信号周波数を 1 kHz から 50 Hz に下げると、高調波レベルが XNUMX 倍以上増加することがわかりました。 小信号オプション 誘導の問題がない場合（たとえば、増幅器が電話用である場合）、低電力で動作する場合の増幅器の周波数特性に対する変圧器の影響を評価してみましょう。この場合、一次巻線のインダクタンスや漏れインダクタンスなどの変圧器パラメータを使用して評価する方が便利です。 図より図 1 では、低周波領域ではランプが 1 つの並列回路に負荷されていることがわかります (漏れインダクタンスは無視しています)。 1 つ目は励磁電流 IL2 が流れる励磁インダクタンス L2、2 つ目は電流 I1 が流れる直列接続抵抗 R1' と R2' からなる負荷回路です。信号周波数が低下すると、リアクタンス L1 が減少し、それに応じて ILXNUMX が増加し、IXNUMX が減少します。カスケード透過係数の減少に加えて、一般的な場合、別の不快なことが観察されます。変圧器の入力抵抗が低下し、これがランプのアノード負荷の抵抗の減少につながり、それに応じて、高調波係数の増加。一次巻線のインダクタンスの影響を評価するには、よく知られた簡略化された公式 [XNUMX] を使用します。
ここで、ML は周波数歪み係数です。 R0 は等価発電機の抵抗で、次の式から求められます。
図では、図3は、TVZ-1-9出力トランスを使用した低周波領域におけるカスケードの周波数歪みを、ランプ出力抵抗のXNUMXつの値について計算した結果を示しています。
グラフは、1700 オームのランプ出力抵抗 (中央の曲線) では、周波数応答が約 3 Hz の周波数で 40 dB 減少することを示しています。ランプの出力インピーダンスを下げると、周波数歪みが減少します (上の曲線)。 しかし、性急に結論を出さず、高周波で何が起こるか見てみましょう。 図1から、漏れインダクタンスが負荷と直列に接続されていることがわかります(高周波領域では電流IL1が無視できるため、L1は無視できます)。周波数が増加すると、そのリアクタンスが増加し、これが出力の減少につながります。力。周波数歪み係数は次の式で求められます。
ここで、Mn は周波数歪み係数です。 C - 一次巻線に換算された漏れインダクタンス (測定値)。 図では、図4は、同じ変圧器を使用した高周波領域におけるランプ出力抵抗のXNUMXつの値に対するカスケードの周波数歪みの計算結果を示しています。
状況が逆に変化したことがわかります。ランプの出力抵抗が減少すると、周波数歪みが増加します。この事実は簡単に説明できます。ランプが電流源に似ているほど、出力電流 I1 (高周波領域では I2 = I1) に対する負荷と直列に接続された寄生抵抗 (漏れインダクタンスを含む) の影響が少なくなります。これは小信号モードでもまったく当てはまります。 上記のことから、パラメータがあまり良くない出力トランスの場合、信号源の最適な出力インピーダンスが存在し、可能な限り広い帯域幅を得ることができると結論付けることができます。この抵抗は、数学的パッケージで最適化問題を解くことで非常に簡単に計算できます。 (変圧器の一次巻線のインダクタンスが大きく、寄生パラメータが小さい場合、このタスクは関連性を失います)。 TVZ トランスを使用した出力段に関するこの非常に表面的な研究は、標準トランスに何を期待するか、何を目指すべきかという 2 つの質問に答えました。実際のところ、何を目指すべきかは最初から明らかでした。寄生パラメータと誘導振幅を低減し、一次巻線のインダクタンスを増加させる必要があります。しかし、私は「下げる」と「上げる」という定性的（どちらかというと感情的）な定義を定量的な形に変換したかったのですが、残念なことに、漏れインダクタンス、変圧比、自己容量などの変圧器パラメータは、コイルの設計と製造技術によって決定されます。後者を巻き戻さない限り、変更することはできません。 しかし、すべてが失われたわけではありません！トランスの設計を変更することで、一次巻線のインダクタンスと誘導の振幅に影響を与えることができますが、これは決して小さいものではありません。 変圧器の改造 この場合にできる唯一のことは、磁気コアの組み立て方法を変更することですが、工場出荷版では、ギャップを設けて作られています（通常、誘電体スペーサーはなく、ギャップは、誘電体スペーサーの緩みによって形成されます）。磁性コアプレートを屋根全体に組み立てて隙間をなくして、何が起こるかを見てみましょう。 まず、取り付けタブを曲げてから、変圧器を金属クリップから外す必要があります。次に、コイルから磁気回路を取り外した後、プレートを互いに慎重に分離し、並べて並べて再組み立てします。これは慎重に (隙間を減らすために) 行い、必ずすべてのプレートを使用してください。十分なクロージングプレートがない可能性があるため、同じ磁気コアを備えた 2 番目のトランスを用意することをお勧めします。2 つのトランス (ステレオアンプ用) を変換する場合、両方のプレートの数は同じである必要があります (当然、この場合、「ドナー」として別の人が必要になる可能性があります） 組み立て後、磁気コアの広い面を平らな面（合板、ゲティナックス、テキストライト）の上に置き、プレートの突き出た端が残りの部分と面一になるまで木槌で軽く叩きます。この動作を繰り返し、磁気回路を反対側にひっくり返します。この段階で変換されたトランスの図を図に示します。 5. 完成した変圧器をホルダーに再挿入することをお勧めします。これを行う最も簡単な方法は、大きなベンチバイスを使用することですが、あまり熱心に使用しないでください。大きな機械的応力は鋼の磁気特性を劣化させます。
変換された変圧器のパラメータは次のとおりです:一次巻線インダクタンス - 12,3 H、漏れインダクタンス 57 mH、静電容量 - 0,3 μF。記事の冒頭で示したものと比較すると、トランスのパラメータが大幅に改善されていることがわかります。一次巻線のインダクタンスはほぼ 0,3 倍になり、寄生パラメータは変化していません。磁気回路にギャップがないため、線形化効果がなく、定バイアスの従来のカスケードではトランスを使用できないことがわかります。私も同意しますが、再加工後、同じ出力電力で磁気回路内の磁気誘導の振幅が XNUMX T 減少したことに注意してください。その結果、トランスによって導入される高調波係数が減少しました。一次巻線のインダクタンスが増加することにより、低周波領域の再生周波数帯域が拡大することが分かる。 変換されたトランスは磁化では動作できないため、トランスを励磁するには別のタイプの出力段を使用する必要があります。 出力段 最も明白な方法は、いわゆるチョーク出力段 [2] を使用し、コンデンサを使用してトランスをランプのアノード回路から分離することです (図 6)。
これにより主な問題は解決されます。出力トランスの磁化は排除されますが、アノード回路でチョークを使用する必要があります。巻線インダクタンス、誘導振幅、寄生パラメータに関する要件は、出力トランスの要件と同じくらい厳しいものです (このようなカスケードでフィルタ チョークを使用することは容認できないことを読者に直ちに警告したいと思います)。したがって、このオプションは私たちにとって受け入れられません。 この場合に最も適しているのは、アノード回路に電流源を備えた出力段 [3] (図 7) であり、チョーク段と比較して多くの利点があります。電流源の出力インピーダンスが高いため、ランプから最大のゲインを得ることができ、カスケードの再生可能な周波数帯域が広く、電源の品質への要求が少なく、全体の設計の寸法が小さくなります。
再生周波数帯域と電源の品質を詳しく見てみましょう。チョーク段でチョークのインダクタンスを無限大、寄生パラメータをゼロとすると、各段のゲインと再生周波数帯域は同じになります。しかし、そのようなカスケードを実際のインダクタで実装することは不可能です。その有限のインダクタンスが下からの周波数帯域を制限し、上から寄生パラメータを制限するからです。しかし、理想に近いパラメータを使用して電流源を実装することは十分に可能です。電流源を備えたカスケードの大きな利点は、負荷電流の交流成分が電流源を流れず、ランプによって形成された回路内に閉じられているため、電源の要素に対する厳密な要件がないことです。コンデンサとトランスの一次巻線を絶縁します。これにより、ソース内のコンデンサを使用できるようになり、リップル振幅の低減を特に心配する必要がなくなります。 デメリットもあります。最も不快なことは、電流源を備えたカスケードの電源電圧が大幅に高くなければならないことです (チョーク カスケードと比較して少なくとも 1.5 倍)。カスケードの効率はそれに応じて低くなり、回路ははるかに大きくなります。複雑な。 電流源はランプまたはトランジスタを使用して作成できます。私は次の理由からトランジスタ バージョンに傾きました. この場合、より高い電流安定性が達成可能であり、最小動作電圧がはるかに低く (非常に高いアノード電圧がすでに必要とされています)、電流源に追加のフィラメント巻線が必要ありませんランプ。 絶縁コンデンサ C1 には特に注意を払う必要があります。ランプの出力電流が出力信号を流れるため、その品質は出力信号に影響します。ここで酸化物コンデンサを使用することはできません。使用できるのは紙コンデンサとポリエチレンテレフタレートコンデンサのみです（たとえば、定格電圧が少なくとも 73 V の K17-400。必要な数のコンデンサを並列接続することで必要な静電容量が得られます）。 増幅回路 アンプの回路図を図に示します。図８には、ＤＣランプモードも示されている。アクティブコンポーネントの選択は、主に幅広いアマチュア無線家が入手できる可能性によって決定されました。
アンプは1段構成で、XNUMX段目はVLXNUMXランプの三極管部分で作られ、XNUMX段目（出力）はその五極管部分で作られます。どちらのステージでも、アノード回路で電流源が使用されます。上で出力段でのこのような回路設計の利点について説明しましたが、プリアンプ段での電流源の使用も非常に正当です。 まず、これによりランプから最大のゲインを得ることができます。第二に、固定電流での動作により、カスケード高調波係数を 4 ～ 8 分の XNUMX に低減することができます。ランプの静止電流を十分に大きくすることで、良好な周波数応答が確保されます。このカスケードは、抵抗器 RXNUMX で形成される自動バイアスを使用し、それを介して浅いローカル フィードバック ループも導入されます。必要に応じて、増幅器出力からの信号の一部を抵抗器 RXNUMX を介して三極管カソード回路に供給することにより、増幅器を共通の OOS でカバーできます。 出力段は固定バイアスを使用し、トリミング抵抗 R12 によって調整されます。抵抗 R13 の主な目的は、出力段の静止電流を簡単に測定できるようにすることです。 出力段のコンポーネントを過電圧から保護するために、認定電圧 1V のバリスタ RU180 (SIOV-S05K180) が使用されます。小さな寄生パラメータは出力信号に事実上影響を与えません。 複雑なカスコード電流源の使用は、ランプの陽極 [4] (特に出力段) での交流電圧の範囲が広いためです。一部の著者が推奨している、25 つのトランジスタでの単純なソースの使用 (これは、ソース回路に抵抗を備えた電界効果トランジスタのオプションにも当てはまります) では、広い周波数範囲で許容可能な電流の安定化が得られません。出力段では、カスコードソースを使用してもすべての問題が解決されるわけではありません。30 ～ 4 kHz を超える周波数では、VT4 トランジスタの静電容量の影響によりゲインの低下が顕著になります。トランジスタ VT5、VT2 のペアを適切な電力の 1011 つの高周波、高電圧 PNP トランジスタ (たとえば、XNUMXSBXNUMX) に置き換えることによって、カスケードの周波数帯域をある程度拡張できますが、このようなトランジスタは入手しにくくなっています。 電流ソースの使用とそれが音質に及ぼす影響に関連するもう 3585 つの問題について触れます。理想的な電流源には当然何の影響もありませんが、実際の電流源には影響がある可能性があります。検討中の電流源オプションを推奨する前に、十分に詳細に検査しましたが、出力信号のスペクトルに重大な劣化は見つかりませんでした。可聴周波数範囲内で。研究には、ダイナミック レンジ 120 dB の Hewlett-Packard のスペクトラム アナライザ HP-2008 と、このパラメータのさらに優れた値である 140 dB の Siemens の選択電圧計 D80 が使用されました。もちろん、抵抗カスケードとの違いは存在しますが、-90...-XNUMX dB のレベルのみです。多くの場合、これはすでにカスケードの自己ノイズ レベルを下回っています。本当に注意する必要があるのは、電流源段のノイズレベルです。アノード回路で能動素子を使用すると、ノイズがわずかに増加します（これはランプで発生するソースにも同様に当てはまります）が、数百ミリボルトの入力信号で動作するステージでは、これは基本的に重要ではありません。高感度アンプの場合、これを考慮する必要があります。 私は、戦い自体を目的として、またハイブリッドデバイスの真の利点を否定するために、「真空管シリーズの純度のため」の戦いを支持しません。私の意見では、このアプローチの結果は、前世紀の50年代の決定と、使用されるはんだの必要な組成に関する議論を踏みにじることになるでしょう。私たちの場合で最も重要なことは、信号がランプによって正確に増幅されることです（交流成分は実際には電流源を流れません）。 アンプの一部詳細について 図に示されていない特定の種類の要素については列挙しませんが、そのうちのいくつかに注目していただきたいと思います。 ランプのカソード回路では、公称値からの許容抵抗偏差が ±4% 以下の抵抗 (R13 および R1) を使用することをお勧めします (C2-1、C2-29V など)。トリマー (R5、R12、R14) - マルチターン (SPZ-37、SPZ-39、SP5-2、SP5-3、SP5-14 が適しています)。分離コンデンサ (C4) は、定格電圧が 400 V 以上の金属 (MBGCh、MBGO、MBGT) で作られています。ただし、前述したように、同じ電圧のポリエチレン テレフタレート (K73-17) を使用することもできます。必要な静電容量は、適切な数のコンデンサを並列接続することによって得られます。 SIOV-S05K180 バリスタの代わりに、適切な電圧に対する低静電容量のガスアレスタまたは通信サプレッサを使用できます。 トランジスタ VT4 は、5 ～ 6 W の電力を放散できるヒートシンクに取り付ける必要があります (必要な冷却表面積は 120 ～ 150 cm2)。 アンプのセットアップ 正常な部品を使用し、正しく取り付けた場合、取り付けの問題は発生しません。アンプをセットアップするには、少なくともアボメータが必要ですが、3H 信号発生器とオシロスコープを備えていることが非常に望ましいです。アンプの電源を入れる前に、トリミング抵抗 R5 と R14 のスライダーを（図に従って）上の位置に、R12 を下の位置に設定します。これはエラーではありません。VL1.2 ランプは全開にする必要があります。アンプの入力は短絡する必要があります。まず最初の段 (抵抗 R5 を使用) の静止電流を設定し、次に出力段 (R14) を設定します。アノードの必要な電圧 VL1.2 は最後に達成されます (抵抗 R12 を使用)。 正確なバイアス電圧 VL1.2 は、ジェネレーターからの信号をアンプの入力に適用することによって選択されます (もちろん、出力には同等の負荷を与える必要があります)。最小限の歪みで出力管のアノードで最大の信号電圧振幅を達成する必要があります。出力電圧の上半波の制限は非常に急激に発生し、これは電流源が安定化モードを終了することに関連していることに注意してください。ランプ電流源を使用する場合、この影響はあまり目立ちません。 出力段には興味深い機能があります。分離コンデンサ C4 と出力トランスの一次巻線のインダクタンスにより低 Q 直列発振回路が形成されます。図に示されている静電容量 C4 の場合、その共振周波数は約 10 Hz であり、出力信号に重大な影響を与えません。コンデンサの静電容量を小さくすることで、回路の共振周波数をより高い周波数にシフトすることができ、低周波領域の周波数特性の上昇（拡大）につながります。しかし、これは純粋に理論的なものであり、この回路で発生する実際のプロセスははるかに複雑であり、結果が常に明確であるとは限りません。私はこの問題について推奨するつもりはありません (これは耳で評価する必要があります)。そのような実験の実施は読者の裁量に任せます。 テスト結果 説明したアンプはブレッドボード上で組み立てられました。電力は、LC フィルターを備えた非安定化整流器から供給されました。以下は、さまざまなモードで動作したときのアンプの測定パラメータと出力信号のスペクトルです（一般的な OOS は使用しませんでした）。負荷抵抗 - 4 オーム、供給電圧 - 370 V。
9つの出力電力値におけるアンプの周波数応答を図に示します。 1. 周波数 1,2 kHz、出力電力 10 W の出力信号のスペクトルを図に示します。 30、図の周波数 11 Hz (同じ出力電力で)。図 0,1 も同じですが、出力電力は 12 W です。それぞれ13とXNUMX。
出力電力1 1V、周波数2 kHzのパルス信号に対するアンプの応答を図に示します。 14. 従来の出力段と変換されていないトランスを備えたアンプと比較すると、パラメーターは明らかに向上しています。中周波数以上の周波数の領域で変化が小さい場合 (周波数 1 kHz で高調波係数が約 12% 減少)、低周波数の領域ではゲインが大きくなります。高調波のレベルが大幅に低くなり、より低い周波数の領域への帯域の顕著な拡張が見られました (周波数 50 Hz、電力 1,2 W でほぼ 0,1 倍)。出力電力 30 W で、高調波係数は 1,2 でした。 XNUMX Hz の周波数がスペクトル内で XNUMX% を超えない すべてのモードの出力信号は XNUMX 次高調波によって支配され、高調波の数は制限されており、さらにそのレベルは非常に低いです。 アンプの出力電圧の上昇率は小さいですが、ここでできることはほとんどありません。出力トランスの寄生パラメータの値が大きいと、補正の可能性が大幅に制限されます。「トリシュカのカフタン」の法則が作用します。上昇率を上げようとすると、アンプの他のパラメータの劣化につながります。 まとめ 完成したアンプは、もちろん「音楽」ではありませんが、製造元不明の 20 ドルのしゃべるブリキ缶でもありません。もちろん、出力が小さいため、その使用には一定の制限が課せられます: このような出力では、中規模の部屋で音を鳴らすには明らかに十分ではありませんが、電話用アンプとしてはまったく悪くありません。お試しの香水。他の人の意見に頼るのではなく、「真空管」サウンドの特徴を自分で評価し、どの程度気に入るかを判断できるようになります。 アンプは改善できる可能性があります。非常に有望な方向性は、より「直線的な」ランプの使用です。シミュレーションの結果、出力段に中出力の三極管を使用すると、フルパワー時の高調波係数をさらに 1.5 ～ 2 倍低減できることがわかりました。しかし、これは必然的にランプの数の増加（これも供給が不足しています）とより複雑な回路につながります。 TVZ変圧器上でも光はくさびのように収束しませんでした。経験豊富なアマチュア無線家は、説明したアプローチに基づいて、高品質のトランスを使用して、より優れたパラメータを使用して独自の設計を作成でき、電流源を備えた出力段の潜在的な能力は非常に大きくなります。 結論として、TVZ タイプのトランスの使用は品質とコストの大きな妥協点であることに注意してください。高品質の真空管アンプには、優れた出力トランスを使用する必要があります。 文学
著者: E.Karpov、オデッサ、ウクライナ
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