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無線電子工学および電気工学の百科事典 AM 信号と FM 信号を直接変換する受信機。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
近年、短波アマチュア無線家は、電信信号や単側波帯信号を受信するために、いわゆるダイレクト コンバージョン受信機を使用することがよくあります。 スーパーヘテロダインとは異なり、IF パスや検波器はありません。受信した高周波信号のスペクトルをオーディオ周波数領域に直接転送する周波数変換器のみがあります (言い換えれば、フィルタリングと主信号の増幅は、周波数変換器で行われます)。低周波）。 このため、ダイレクト コンバージョン受信機は、製造とセットアップの両方においてスーパーヘテロダイン受信機よりもはるかに簡単であることがわかります。 スーパーヘテロダインに固有の高い感度と選択性は、最新の低ノイズ トランジスタ (低周波アンプの入力に換算すると、発生するノイズのレベルは 0,1 ～ 0,2 μV になる可能性があります) を使用することで簡単に得られ、非常にシンプルですが効果的な低ノイズです。 -パスフィルター (LPF)。 これに加えて、人間の聴覚、電話（スピーカー）の「自然な」選択性があり、その感度は周波数が増加するにつれて低下します。 ダイレクトコンバージョン受信機のこれらの利点は、放送機器の設計者の注目をますます集めています。 しかし、従来のダイレクトコンバージョン受信機はAM信号やFM信号を復調できません。 実際のところ、そのミキサーは受信した振動を検出するのではなく、その周波数を変換します。 したがって、たとえば、AM から送信しているラジオ局の周波数に同調すると、最初にホイッスルが聞こえます (局部発振器の振動で搬送波がうなります)。その音は、信号と局部発振器の周波数差が増すにつれて減少します。発振器が減少します。 このような状況ではトランスミッションを分解することはほとんど不可能です。 より正確にチューニングすると、周波数 F のビートの音は非常に低くなり、聞こえなくなりますが、送信には周波数 2F の周期的な音量変化が伴います。 これは、局部発振器の位相が受信信号の位相に対して連続的に変化するために発生します。 位相が一致していれば送信音量は正常ですが、その差が90°または270°の場合はゼロになり、180°ずれると信号は再び現れますが、極性が反転します。 ここでのポイントは、AM 信号の XNUMX つの側波帯のビートであり、オーディオ周波数に変換されて、ミキサーの出力で加算および減算されます。 周波数変調では、信号周波数は音の振動に合わせて fc-Δf から fc + Δf の範囲で変化します (fc は搬送波周波数、Δf は送信機の周波数偏差)。 この場合、ダイレクト コンバージョン受信機のミキサーの出力におけるビート周波数 F は、微調整しても一定にならず、0 から Δf まで変化します。 - したがって、トランスミッションを分解することはまったく不可能です。 AM および FM 信号の良好な受信品質は、局部発振器の発振を信号の搬送周波数と同期させることによって得られます。これにはいくつかの方法があります。 最も簡単な方法は、信号搬送波の局部発振器の振動を捕捉する現象を利用することです。 これを行うには、入力回路または RF アンプの出力からの信号電圧の一部が局部発振回路に導入されます。 キャプチャバンドは、式 2Δfз=fcUc/QUг によって決定されます (fс は局部発振器周波数と一致する信号周波数、Uc は入力信号電圧、Q は局部発振器回路の品質係数、Ug はその両端の電圧です) ）。 (回路に導入される信号電圧を調整することにより) 信頼性の高い同期に必要な最小値 (約 200 ～ 400 Hz) に設定する必要があります。 これにより、受信機のノイズ耐性が向上し、クロック チェーンにノイズが侵入する可能性が減少します。 回路の品質係数 Q = 35、電圧 Ug = 0,1 V、キャプチャ帯域 2Δfz = 400 Hz の場合、CB 帯域 (周波数 1400 kHz) の同期電圧は KB 単位で約 1 mV です。帯域（14MHz） - 約100μV。 より複雑で高度な同期受信機には、位相ロック ループ (PLL) が含まれています。 記事 [1,2、XNUMX] では、そのような受信機の説明に専念しました。 ダイレクトコンバージョン受信機を使用して変調信号を受信する方法は他にもあり、古くから提案されていますが、知名度が低いためか、まだ配布されていません。 この記事の目的は、アマチュア無線通信および放送受信における非同期受信機の使用の問題を実際に解決するために、人々の研究室愛好家の注意を非同期受信機に向けることです。 ダイレクトコンバージョン受信機で AM 発振を検出する最も簡単な方法は、図に示すように、搬送波に対して 2 ～ 3 kHz だけ AM 発振を離調し、出力で全波検波器をオンにすることです。 ここで、U1 はミキサー、G1 は局部発振器、Z1 はローパス フィルター、A1 は低周波増幅器です。 後者の出力では、1 ... 2 kHz の周波数ビート信号が形成されます。 送信された情報によって変調された振幅。 結合コンデンサ C3 を介して、この信号は検出器 (V1 - V1) に供給されます。 その出力では、ダブルビート周波数で脈動する電圧が放出され、その包絡線は受信信号の変調の法則に従って変化します。 その結果、無線送信と、ブロッキングコンデンサC4によって若干弱められたダブルビート周波数(4～6kHz)の継続的なホイッスル音の両方がヘッドフォンで聞こえます。 検出器の出力と電話機の間にカットオフ周波数が約 2 kHz のローパス フィルターを接続することで、この干渉を取り除くことができます。
考慮された機能図による受信機（基本的に、ビート周波数に等しい非常に低いIFを持つスーパーヘテロダイン）は実験には適していますが、離調が大きく、これを小さくすることはできないため、放送受信には適していません。 1,6 kHz を超えると、パスの帯域幅が信号のスペクトルと一致しないため、ノイズ耐性が低下し、歪みが発生します。 AM 信号を受信するタスクは、現在明らかになっているように、 可聴範囲内にある非常に低いエンベロープを分離するには、「搬送波」周波数とその発振を抑制する必要があります。 これは、信号の位相が 90 ° シフトされている XNUMX つのいわゆる直交 LF チャネルを備えた受信機で可能です。 この場合、直角位相信号を XNUMX つの半波で検出した後、同じ脈動電圧 (これも XNUMX 倍の周波数) が得られますが、リップル自体は逆位相になります (周波数が XNUMX 倍になると、位相シフトが大きくなります)。も XNUMX 倍になります）、これらは検出された信号を単純に合計することで除去できます。 このような AM 信号受信機のブロック図を図 2 に示します。 3[1]。 これには 2 つのミキサー U1 と U3 が含まれています。 局部発振器電圧 G90 は、1 ° の位相シフトを生み出す高周波移相器 U2 を介してそれらに供給されます。 受信機の各チャンネルには、ローパス フィルター (Z1 および Z2)、ベース アンプ (A4 および A5)、および全波検波器 - 四角形検波器 (二次検波モードで動作する全波検波器は二乗演算を実行します) があります。 、したがって、四角形とも呼ばれます) U6 および UXNUMX。 検出器の出力からの信号は加算装置 UXNUMX に供給されます。
検出器 U4、U5 および加算器 U6 で構成される受信機の部分は、図に示す回路に従って作成できます。 3. 検出器は、トリミング抵抗 R1 および R2 を使用してバランスが取れています (周波数 F = fc-fg のビートの抑制を実現します)。 検出された信号は変圧器 T1 の一次巻線に追加されますが、必要に応じてオペアンプで置き換えることもできます。
周波数 2F の信号の抑制の程度は、チャネルのバランスと位相シフトの設定誤差によって異なります。 チャネル内のゲインの不均衡が + -1%、位相シフト設定の誤差が + -1 °である場合、それは 40 dB に達します。 この程度の抑制は、微弱な信号や妨害条件下での無線通信や放送の受信には十分ですが、高品質な受信のためには、少なくとも 60 dB が必要であり、当然のことながら、調整誤差を一桁小さくする必要があります。 FM 信号を受信する最も簡単な方法は、AM 信号で説明した方法と基本的に同じです (図 1 を参照)。 唯一の違いは、この場合の分離コンデンサ C1 の静電容量を小さくする必要があることです (検出前の信号の区別を確保するため)。 この条件下では、検出された電圧は受信信号と局部発振器の発振間のビート周波数に比例します。 FM 信号を受信する同様の方法は、低 IF とパルス カウンタ |4| の原理で動作する検出器を備えた既知のデバイスで使用されています。 この方法の欠点は、低周波ミラー チャネルが存在するため、必要な帯域幅に比べて受信機の帯域幅が XNUMX 倍になることです。 直角位相チャネルを備えた FM 信号の非同期受信機 [5] には、AM 発振を受信するデバイスと同じ入力部分が含まれていますが、LF アンプ A1 および A2 の出力からの信号が処理デバイスに供給されます。そのブロック図は次のとおりです。図に示されています。 4. これは、微分回路 U7 および U8、乗算器 U9、U10、および減算器 A3 で構成されます (回路要素の番号付けは図 2 で始まったものを続けています)。 この場合のフィルタZ1、Z2の帯域幅は、FM信号の最大偏差Δfmax（放送では50 kHz、無線通信では6 ... 12 kHz）またはそれより若干大きい値に対応して取られます。 微分回路の時定数は、RC=(0,5....0,7)/ 2πΔfmax と同じ考慮事項から選択されます。 リング ダイオード ミキサーまたは集積回路は乗算器として使用でき、差動増幅器は減算器として使用できます。
受信機の動作を考えてみましょう。 信号 S2 が信号 S1 より 90°遅れていると仮定します。 この場合、微分信号 S'2 は信号 S1 と同相であり、その振幅は周波数 F に比例します。乗算器 U10 の出力には、この周波数とその 9 次高調波に比例して正の電圧が表示されます。 。 同様のプロセスが乗算器 U2 でも行われますが、微分信号と信号 S3 の位相が異なるため、その出力には負極性の電圧が現れます。 減算器 A2 では、180 次高調波が互いに打ち消し合います。 局部発振器の周波数に対して離調する信号周波数の符号の変化により、fc>fg の場合、信号 S2 の位相が 90 °変化します。信号 S2 の位相は -90 ° (UXNUMX ミキサーでは、周波数と局部発振器の位相は信号の周波数と位相からそれぞれ減算されます)、および fc の場合 受信機の識別曲線（離調に対する出力電圧の依存性）を図に示します。 5. その「ゼロ」は、信号の搬送周波数に対する局部発振器の微調整に対応します。 干渉は F でのみ聞こえるため、検討中の受信機で周波数 F とその高調波のビートを良好に抑制することが容易になります。
直角位相チャネルを備えたダイレクト コンバージョン非同期受信機には、スーパーヘテロダインに比べて特定の利点があります。 これらでは、たとえば、高い選択性が簡単に達成されます。スーパーヘテロダイン IF パスで XNUMX 回路 FSS を使用するのと同等の効果が、XNUMX つのコイルと XNUMX つのコンデンサで構成される単純な U 字型のローパス フィルターによって提供されます。 フィルタリングにアクティブ RC フィルタを使用すると、通常、受信機内のコイルの数を最小限に抑えることができます。 このような受信機の主な利点は、すべての増幅とすべての信号処理が低周波数で行われるため、カスケードのシールドやデカップリングに特別な措置を講じることなく集積回路を広く使用できることです。 欠点としては、回路がある程度複雑であることが挙げられます (ただし、ステレオシステムでは経路が XNUMX 倍複雑になります!) そして、おそらく従来の方法よりもいくぶん劣る、慎重なチャネルバランスが不十分な場合の受信品質が挙げられます。 結論として、AM信号受信機（図2）に、図のブロック図に従って作成されたデバイスを追加すると注目するのは興味深いことです。 4 では、AM と FM の両方から信号を受信するデバイスに変わり、追加の低周波移相器が単側波帯受信機に導入されています [6]。 文学
著者: V.Polyakov、モスクワ
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