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無線電子工学および電気工学の百科事典 スーパージェネレーター。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
スーパーリジェネレータとは何ですか、どのように機能し、長所と短所は何ですか。また、どのようなアマチュア無線の設計に使用できますか? この記事ではこれらの問題について説明します。 スーパーリジェネレーター (スーパーリジェネレーターとも呼ばれます) は、非常に特殊なタイプの増幅または増幅検出デバイスであり、その例外的な単純さにも関わらず、独特の特性、特に最大 105...106 の電圧利得を備えています。 ミリオン達成！ これは、サブマイクロボルトの入力信号をサブボルトまで増幅できることを意味します。 もちろん、通常の方法ではこのような増幅を一段階で得ることは不可能ですが、超再生装置ではまったく異なる増幅方法が使用されます。 著者が少し哲学することを許可されている場合、完全に厳密ではありませんが、超再生強化は他の物理座標で発生すると言えます。 従来の増幅は時間的に連続して行われ、増幅器の入力と出力（XNUMX端子ネットワーク）は原則として空間的に分離されています。 これは、再生器などの XNUMX 端子アンプには適用されません。 再生増幅は、入力信号が印加されるのと同じ発振回路内で発生しますが、これも時間的に連続的に行われます。 スーパーリジェネレーターは、特定の時点で取得された入力信号のサンプルを処理します。 その後、サンプリングは時間の経過とともに増幅され、一定期間が経過すると、入力が接続されているのと同じ端子やソケットからであっても、増幅された出力信号が除去されます。 増幅プロセスの進行中、スーパーリジェネレーターは入力信号に応答せず、すべての増幅プロセスが完了した場合にのみ次のサンプルが作成されます。 この増幅原理により、巨大な係数を取得できます。入力と出力をデカップリングしたりシールドしたりする必要はありません。結局のところ、入力信号と出力信号は時間的に分離されているため、相互作用することはできません。 超再生増幅法には根本的な欠点もあります。 コテルニコフ・ナイキストの定理によれば、信号エンベロープ (変調周波数) を歪みなく送信するには、サンプリング周波数が最高変調周波数の少なくとも 10 倍でなければなりません。 AM 放送信号の場合、最高変調周波数は 15 kHz、FM 信号は 20 kHz、サンプリング周波数は少なくとも 30 ～ 200 kHz である必要があります (ステレオについては話していません)。 スーパーリジェネレーターの帯域幅はほぼ 300 桁大きく、つまり XNUMX ～ XNUMX kHz です。 AM 信号を受信する場合、この欠点は解消できません。これが、スーパーリジェネレーターが、帯域幅が最高変調周波数の XNUMX 倍に等しい、より高度ではあるがより複雑なスーパーヘテロダイン受信機に置き換えられる主な理由の XNUMX つでした。 奇妙なことに、ワールドカップ中には、前述の不利な点がはるかに少ない程度で現れます。 FM 復調はスーパー再生器の共振曲線の傾きで発生します。FM は AM に変換されて検出されます。 この場合、共振曲線の幅は周波数偏差 (100...150 kHz) の XNUMX 倍以上である必要があり、帯域幅と信号スペクトルの幅のより良好な一致が得られます。 以前は、超再生装置は真空管を使用して実行され、前世紀半ばに普及しました。 当時は VHF 帯のラジオ局が少なく、帯域幅が広いことは特に不利とは考えられておらず、場合によっては、珍しい局を簡単に受信して検索できることもありました。 そこで登場したのがトランジスタを使ったスーパーリジェネレーターです。 現在では、模型用の無線制御システムや防犯警報装置に使用されていますが、無線受信機にもごくまれに使用されています。 スーパー再生回路は再生回路とほとんど変わりません。後者がフィードバックを生成しきい値まで定期的に増加させ、その後発振が停止するまで減少させると、スーパー再生回路が得られます。 フィードバックを周期的に変化させる周波数 20 ～ 50 kHz の補助減衰振動は、別個の発生器から得られるか、または最も高い周波数のデバイス (自己消火機能を備えたスーパー再生器) で発生します。 再生器・超再生器の基本スキーム スーパーリジェネレーターで発生するプロセスをよりよく理解するために、図に示すデバイスに目を向けてみましょう。 これは、R1C1 チェーンの時定数に応じて、再生器とスーパー再生器の両方になることができます。
このスキームは数多くの実験の結果として開発されたもので、著者によれば、シンプルさ、セットアップの容易さ、得られる結果の点で最適であると思われます。 トランジスタ VT1 は、自己発振回路 (誘導性 1 点) に従って接続されます。 発電回路はコイルL1とコンデンサCXNUMXで構成されており、コイルタップはベースピンに近づけてあります。 このようにして、トランジスタ（コレクタ回路）の高い出力抵抗は、より低い入力抵抗（ベース回路）と一致します。 トランジスタの電源回路はやや特殊で、ベースの定電圧はコレクタ電圧に等しいです。 トランジスタ、特にシリコントランジスタは、このモードで簡単に動作できます。これは、トランジスタが（エミッタに対して）約 0,5 V のベース電圧で開き、コレクタ - エミッタ間の飽和電圧がトランジスタの種類に応じて異なるためです。この回路では、コレクタと DC ベースの両方が共通のワイヤに接続されており、電力は抵抗 R0,2 を介してエミッタ回路を介して供給されます。 この場合、エミッタの電圧は 0,5 V で自動的に安定します。トランジスタは、指定された安定化電圧でツェナー ダイオードのように動作します。 実際、エミッタの電圧が低下すると、トランジスタが閉じてエミッタ電流が減少し、その後、抵抗の両端の電圧降下が減少し、エミッタ電圧の増加につながります。 これが増加すると、トランジスタがより強く開き、抵抗器両端の電圧降下の増加がこの増加を補償します。 デバイスが正しく動作するための唯一の条件は、供給電圧が 1,2 V 以上である必要があることです。 次に、抵抗 R1 を選択することでトランジスタ電流を設定できます。 高周波でのデバイスの動作を考えてみましょう。 コイル L1 の巻線の下部 (図によると) からの電圧は、トランジスタ VT1 のベース-エミッタ接合に印加され、それによって増幅されます。 コンデンサ C2 はブロッキング コンデンサであり、高周波電流に対しては抵抗が低くなります。 コレクタ回路の負荷は回路の共振抵抗であり、コイル巻線の上部による変形により若干減少します。 増幅されると、トランジスタは信号の位相を反転し、その後、L1 コイルの一部で形成されるトランスによって反転され、位相バランスが実行されます。 そして、トランジスタの十分なゲインにより自励に必要な振幅のバランスが得られます。 後者はエミッタ電流に依存し、たとえば定抵抗と可変抵抗の 1 つを直列に接続するなど、抵抗 RXNUMX の抵抗を変更することで調整するのが非常に簡単です。 このデバイスには、設計のシンプルさ、セットアップの容易さ、高効率など、多くの利点があります。トランジスタは、信号を十分に増幅するのに必要なだけの電流を正確に消費します。 生成しきい値へのアプローチは非常にスムーズであることが判明し、さらに、調整は低周波回路で行われ、レギュレータを回路から都合の良い場所に移動できます。 トランジスタの電源電圧は一定 (0,5 V) のままであるため、調整は回路の同調周波数にはほとんど影響せず、したがって電極間静電容量はほとんど変化しません。 説明した再生器は、DV から VHF までのあらゆる波長範囲で回路の品質係数を向上させることができ、コイル L1 は回路コイルである必要はありません。別の回路と結合コイルを使用することは許容されます (コンデンサ C1 は使用できません)。この場合は必要です）。 このようなコイルは DV-MW 受信機の磁気アンテナのロッドに巻くことができ、その巻き数はループ コイルの巻き数の 10 ～ 20% だけにする必要があります (バイポーラ トランジスタ上の Q マルチプライヤ)。電界効果型よりも安価で簡単です。 カップリング コイルまたは小型コンデンサ (最大ピコファラッドの数分の一) を使用してアンテナを回路 L1C1 に接続する場合、リジェネレータは HF 範囲にも適しています。 低周波信号はトランジスタ VT1 のエミッタから取り出され、容量 0,1 ～ 0,5 μF の分離コンデンサを介して AF アンプに供給されます。 AM局を受信する場合、このような受信機は10...30μV（生成しきい値以下のフィードバック）の感度を提供し、ビートで電信局を受信する場合（しきい値を超えるフィードバック）-マイクロボルト単位を提供しました。 振動の上昇と下降のプロセス さて、スーパーリジェネレーターの話に戻りましょう。 図に示すように、時刻 t0 にパルスの形で電源電圧が上記のデバイスに供給されるとします。 上に2つ。 トランジスタのゲインとフィードバックが生成に十分な場合でも、回路内の発振はすぐには発生しませんが、しばらくの間 τn にわたって指数関数的に増加します。 同じ法則に従って、電源がオフになった後に発振の減衰が発生し、その減衰時間は τс として指定されます。
一般に、振動の上昇と下降の法則は、式 Ucont = U0exp(-rt/2L) で表されます。ここで、U0 はプロセスが開始された回路内の電圧です。 r は回路内の等価損失抵抗です。 L はそのインダクタンスです。 t - 現在の時刻。 発振減衰の場合、r = rп (回路自体の損失抵抗、図 3) の場合、すべてが簡単です。
発振が増加すると状況は異なります。トランジスタは回路に負性抵抗 - roc (フィードバックが損失を補償します) を導入し、合計の等価抵抗は負になります。 指数のマイナス記号が消え、成長の法則は次のようになります。 Ukont = Uсexp(rt/2L)、ここで r = rос - rп 上の式から、回路内の信号振幅 Uc で成長が始まり、振幅 U0 までのみ継続し、その後トランジスタが制限モードに入り、ゲインが減少することを考慮して、発振の立ち上がり時間を求めることもできます。そして振動の振幅は安定します: τн = (2L/r) ln(U0/Uc)。 見てわかるように、立ち上がり時間は回路内の受信信号レベルの逆数の対数に比例します。 信号が大きいほど、立ち上がり時間は短くなります。 20 ～ 50 kHz の超化 (クエンチング) 周波数で電力パルスが定期的に超再生器に印加されると、回路内で発振のフラッシュが発生します (図 4)。信号 - 立ち上がり時間が短いほど、フラッシュ持続時間は長くなります。 フラッシュが検出された場合、出力はフラッシュ エンベロープの平均値に比例した復調信号になります。
トランジスタ自体のゲインは小さくてもよく (単位、数十)、発振の自励にのみ十分ですが、スーパーリジェネレータ全体のゲインは、復調された出力信号の振幅と入力の振幅の比に等しくなります。信号は非常に大きいです。 出力信号が入力信号の対数に比例するため、説明した超再生器の動作モードは非線形または対数と呼ばれます。 これにより、いくつかの非線形歪みが発生しますが、有用な役割も果たします。弱い信号に対するスーパー再生器の感度はより大きく、強い信号に対する感度は低くなります。ここでは自然な AGC が動作します。 説明を完了するには、電力パルスの持続時間（図2を参照）が振動の立ち上がり時間より短い場合、超再生器の線形動作モードも可能であると言わなければなりません。 後者は最大振幅まで増加する時間がなく、トランジスタは制限モードに入りません。 この場合、フラッシュの振幅は信号の振幅に直接比例します。 ただし、このモードは不安定です。トランジスタのゲインや等価回路の抵抗 r がわずかに変化すると、フラッシュの振幅が急激に低下し、スーパーリジェネレータのゲインが低下するか、デバイスが非線形状態に陥ります。モード。 このため、超再生器の線形モードはほとんど使用されません。 また、フラッシュ発振を得るために電源電圧を切り替える必要はまったくないことにも注意してください。 同様に成功すれば、ランプグリッド、トランジスタのベースまたはゲートに補助重畳電圧を印加して、ゲインを調整し、フィードバックを調整することができます。 減衰振動の長方形の形状も最適ではありません。正弦波の方が好ましく、緩やかな上昇と急激な下降を備えた鋸歯状の方がさらに良いです。 後者のバージョンでは、スーパー再生器が発振点にスムーズに近づき、帯域幅が若干狭くなり、再生による増幅が現れます。 結果として生じる変動は、最初はゆっくりと大きくなり、その後ますます速くなります。 振動の減衰は可能な限り速くなります。 最も普及しているのは、自動過熱または自己消火機能を備えた超再生器で、別個の補助発振発生器を備えていません。 これらは非線形モードでのみ機能します。 自己消光、つまり断続的な発生は、図の回路に従って作られたデバイスで簡単に実現できます。 図１の場合、Ｒ１Ｃ２チェーンの時定数が発振の立ち上がり時間よりも大きいことだけが必要である。 その場合、次のことが起こります。結果として生じる発振により、トランジスタを流れる電流が増加しますが、発振はコンデンサ C2 の充電によってしばらくサポートされます。 それが使い果たされると、エミッタの電圧が低下し、トランジスタが閉じて発振が停止します。 コンデンサ C2 は、トランジスタが開いて新たなフラッシュが発生するまで、電源から抵抗 R1 を介して比較的ゆっくりと充電を開始します。 スーパー再生器の応力図 トランジスタのエミッタと回路内の電圧オシログラムを図に示します。 通常、広帯域オシロスコープの画面に表示されるのと同じです。 4 V と 0,5 V の電圧レベルは完全に任意に示されており、使用されるトランジスタの種類とそのモードによって異なります。 フラッシュの継続時間はコンデンサ C2 の電荷によって決まり、したがって一定であるため、外部信号が回路に入ると何が起こるでしょうか? 以前と同様に、信号が大きくなるにつれて、発振の立ち上がり時間が短くなり、フラッシュがより頻繁に発生します。 それらが別の検出器によって検出される場合、平均信号レベルは入力信号の対数に比例して増加します。 しかし、検出器の役割はトランジスタ VT1 自体によってうまく実行されます (図 1 を参照)。エミッタの平均電圧レベルは信号の増加とともに低下します。 最後に、信号がない場合はどうなるでしょうか? すべては同じですが、各フラッシュの発振振幅の増加だけが、スーパー再生回路内のランダムなノイズ電圧から始まります。 発生の頻度は最小限ですが、不安定であり、繰り返し期間は無秩序に変化します。 この場合、スーパー再生器のゲインは最大となり、電話やスピーカーから大量のノイズが聞こえます。 信号周波数に同調すると急激に減少します。 したがって、超再生器の動作原理そのものによる感度は非常に高く、内部ノイズのレベルによって決まります。 超再生受信理論に関する追加情報は [1,2] に記載されています。 低圧電源のVHF FM受信機 では、実際の超再生回路を見てみましょう。 特に古代の文献では、それらの多くを見つけることができます。 興味深い例です。たった 3 つのトランジスタで作られた超再生器の説明が、1968 年の雑誌「ポピュラー エレクトロニクス」第 3 号に掲載されました。その簡単な翻訳は [9] に記載されています。 比較的高い電源電圧 (XNUMX V) により、スーパー再生回路の発振バーストの振幅が大きくなり、ゲインが大きくなります。 この解決策には重大な欠点もあります。アンテナが結合コイルによって回路に直接接続されているため、超再生器が強く放射します。 このような受信機は、人口密集地から遠く離れた自然のどこかでのみオンにすることをお勧めします。 基本回路（図1参照）をもとに筆者が開発した低電圧電源を用いた簡易VHF FM受信機の回路図を図に示します。 5. 受信機のアンテナはループ コイル L1 自体であり、太い銅線 (PEL 1,5 以上) で作られた 90 回巻きのフレームの形で作られています。 フレーム径1mm。 この回路は、可変コンデンサ (VCA) C1 を使用して信号周波数に調整されます。 フレームからのタップが難しいという事実により、トランジスタ VT2 は容量性 3 点回路に従って接続されます。OS 電圧は容量性分割器 CXNUMXCXNUMX からエミッタに供給されます。 重畳周波数は、抵抗器 R1 ～ R3 の合計抵抗とコンデンサ C4 の静電容量によって決まります。 それが数百ピコファラッドに減少すると、間欠的な発電は停止し、デバイスは再生受信機になります。 必要に応じて、スイッチを取り付けて、たとえば 4 pF の容量と 470 μF を並列接続した 0,047 つのコンデンサ C2 を構成できます。 この場合、受信機は受信状況に応じて両方のモードで使用できます。 再生モードでは、ノイズが少なく、よりクリーンで良好な受信が可能ですが、かなり高い電界強度が必要です。 フィードバックは可変抵抗器 RXNUMX によって調整されます。可変抵抗器 RXNUMX のハンドル (およびチューニング ノブ) は、受信機ハウジングのフロント パネルに配置することが推奨されます。 超再生モードでのこの受信機の放射は、次の理由により弱められます。回路内の発振フラッシュの振幅は XNUMX 分の XNUMX ボルト程度と小さく、さらに、小さなループ アンテナは放射効率が非常に悪いため、送信モードでは効率が低い。 受信機の AF アンプは 2 段構成で、異なる構造のトランジスタ VT3 と VT2 を使用した直接結合回路に従って組み立てられています。 出力トランジスタのコレクタ回路には、抵抗が 4 ～ 6 オームのタイプ TM-67、TM-50、TM-200 または TK-XNUMX-NT の低インピーダンス ヘッドフォン (または電話機 XNUMX つ) が含まれます。 プレイヤーからの電話でも大丈夫です。
最初の超音波トランジスタのベースへの必要なバイアスは、電源からではなく、トランジスタ VT4 のエミッタ回路から抵抗 R1 を介して供給されます。前述したように、ここには約 0,5 V の安定した電圧があります。コンデンサ C5 は AF を通過します。トランジスタ VT2 のベースに振動を与えます。 超音波アンプの入力における 30 ～ 60 kHz の減衰周波数のリップルはフィルタリングされていないため、アンプはパルス モードであるかのように動作します。出力トランジスタは完全に閉じ、飽和するまで開きます。 フラッシュの超音波周波数は電話では再現されませんが、パルス シーケンスには可聴周波数の成分が含まれています。 ダイオード VD1 は、パルスが終了してトランジスタ VT3 が閉じる瞬間に電話機の余分な電流を閉じる役割を果たし、電圧サージを遮断して、音質を向上させ、サウンド再生の音量をわずかに増加させます。 受信機は、電圧 1,5 V のガルバニ電池または電圧 1,2 V のディスク バッテリーによって電力供給されます。消費電流は 3 mA を超えません。必要に応じて、抵抗 R4 を選択することで設定できます。 受信機のセットアップは、可変抵抗器 R2 のツマミを回して発電の有無を確認することから始まります。 これは、電話機に非常に強いノイズが発生することによって、またはオシロスコープの画面上でコンデンサ C4 の電圧の形で「のこぎり」を観察することによって検出されます。 スーパーライゼーション周波数は、その静電容量を変更することによって選択され、可変抵抗器 R2 の位置にも依存します。 スーパーライゼーション周波数を 31,25 kHz のステレオ副搬送波周波数または 62,5 kHz の第 XNUMX 高調波に近づけないでください。近接しないと、受信を妨害するビートが聞こえる可能性があります。 次に、ループ アンテナの寸法を変更して受信機の同調範囲を設定する必要があります。直径が大きくなると同調周波数が低くなります。 周波数を上げるには、フレーム自体の直径を小さくするだけでなく、フレームを構成するワイヤーの直径を大きくすることによっても可能です。 良い解決策は、同軸ケーブルの編組部分をリング状に巻いて使用することです。 フレームが銅テープ、または直径 1,5 ～ 2 mm の XNUMX 本または XNUMX 本の平行ワイヤで作られている場合も、インダクタンスは減少します。 同調範囲は非常に広く、楽器を使わずに聴く放送局を中心に設置作業が簡単に行えます。 VHF-2 (上位) 範囲では、KT361 トランジスタが不安定に動作することがあります。その場合は、KT363 などのより高い周波数のものに置き換えられます。 受信機の欠点は、アンテナに近づけられた手が同調周波数に顕著な影響を与えることです。 ただし、アンテナが発振回路に直接接続されている他の受信機でも一般的です。 この欠点は、スーパー再生回路をアンテナから「分離」する RF アンプを使用することで解消されます。 このような増幅器のもう 4 つの有用な目的は、アンテナによる発振フラッシュの放射を排除することであり、これにより隣接する受信機への干渉がほぼ完全に排除されます。 スーパー再生器のゲインと感度は両方とも非常に高いため、URF のゲインは非常に小さくする必要があります。 これらの要件は、共通ベースまたは共通ゲートを備えた回路に基づくトランジスタ増幅器によって最もよく満たされます。 再び海外の開発に目を向けて、電界効果トランジスタに基づく RF 電源を備えたスーパー再生回路について触れてみましょう [XNUMX]。 経済的な超再生受信機 最大の効率を達成するために、著者は、6 V バッテリーからの電流消費が 0,5 mA 未満である超再生ラジオ受信機 (図 3) を開発しました。RF 周波数制御を放棄すると、電流は 0,16 mA に低下します。 mA。 同時に、感度は約 1 μV です。 アンテナからの信号は、ベースが共通の回路に従って接続されたトランジスタ URCH VT1 のエミッタに供給されます。 入力インピーダンスが小さく、抵抗器 R1 の抵抗を考慮すると、約 75 オームの受信機の入力インピーダンスが得られます。これにより、同軸ケーブルや VHF リボン ケーブルの使用を減らして外部アンテナを使用できるようになります。 300/75オームのフェライトトランス。 無線局からの距離が 100 km を超える場合、このようなニーズが発生する可能性があります。 小容量のコンデンサ C1 は基本的なハイパス フィルターとして機能し、HF 干渉を弱めます。 最良の受信条件下では、どのようなサロゲート ワイヤ アンテナでも機能します。 URCH トランジスタは、ベース電圧と等しいコレクタ電圧 (約 0,5 V) で動作します。これによりモードが安定し、調整の必要がなくなります。 コレクタ回路には、ループ コイル L1 と同じフレーム上に巻かれた通信コイル L2 が含まれています。 コイルにはそれぞれ、3 ターンの PELSHO 0,25 ワイヤと 5,75 ターンの PEL 0,6 ワイヤが含まれています。 フレーム直径は5,5mm、コイル間の距離は2mmです。 コモン線へのタップは、トランジスタ VT2 のベースに接続された端子から数えて 2 回目のコイル L2 の巻目から行われます。 セットアップを容易にするために、磁気誘電体または真鍮製の M4 ネジ付きトリマーをフレームに装備すると便利です。 チューニングを容易にするもう 3 つのオプションは、コンデンサ C6 をチューニング用のものに交換し、静電容量を 25 から 8 または 30 から XNUMX pF に変更することです。 同調コンデンサ C4 タイプ KPV には、1 つのローターと 2 つのステーター プレートが含まれています。 超回生カスケードは、トランジスタ VT4 上のすでに説明した回路 (図 5 を参照) に従って組み立てられます。 動作モードはトリミング抵抗 R6 を使用して選択され、フラッシュ (スーパーライゼーション) の周波数はコンデンサ C6 の静電容量によって決まります。 カスケードの出力では、7 段ローパス フィルタ R7CXNUMXRXNUMXCXNUMX がオンになり、超音波フィルタの入力における超音波周波数による振動が減衰され、超音波フィルタに過負荷がかからないようにします。
使用される超再生カスケードは小さな検出電圧を生成し、実際に示されているように、3 つの AF 電圧増幅カスケードが必要です。 同じ受信機では、超音波周波数トランジスタは微小電流モードで動作し（負荷抵抗の抵抗値が高いことに注意してください）、ゲインが低いため、5 つの電圧増幅段（トランジスタ VT12 ～ VT13）が使用され、それらの間が直接結合されます。 カスケードは抵抗 R9、R14 を介して OOS によってカバーされ、モードを安定させます。 交流の場合、OOS はコンデンサ CXNUMX によって弱められます。 抵抗 RXNUMX を使用すると、カスケードのゲインを特定の制限内で調整できます。 出力段は、相補型ゲルマニウム トランジスタ VT6、VT7 を使用したプッシュプル エミッタ フォロワ回路に従って組み立てられています。 これらはバイアスなしで動作しますが、ステップ歪みはありません。これは、第一に、ゲルマニウム半導体の低いしきい値電圧 (シリコンの場合は 0,15 V ではなく 0,5 V) によるものであり、第二に、超化周波数の発振が依然として回路をわずかに通過するためです。ローパスフィルターを超音波周波数フィルターに加え、いわばステップを「ぼかし」、テープレコーダーの高周波バイアスと同様に動作します。 高い受信効率を実現するには、少なくとも 1 kΩ の抵抗を持つ高インピーダンスのヘッドフォンを使用する必要があります。 最大効率を達成するという目標が設定されていない場合は、より強力な最終超音波周波数デバイスを使用することをお勧めします。 受信機のセットアップは超音波サウンダーから始まります。 抵抗器 R13 を選択することにより、トランジスタ VT6、VT7 のベースの電圧は電源電圧の半分 (1,5 V) に等しく設定されます。 抵抗器 R14 のどの位置でも自励励起が発生していないことを確認してください (オシロスコープを使用することが望ましい)。 数ミリボルト以下の振幅を持つある種の音声信号を超音波音声入力に適用し、歪みがなく、過負荷時に制限が対称であることを確認すると便利です。 超再生カスケードを接続すると、抵抗 R4 を調整することで電話機にノイズが発生します (出力のノイズ電圧の振幅は約 0,3 V)。 図に示されているものに加えて、pnp 構造の他のシリコン高周波トランジスタも RF 周波数制御と超再生カスケードで適切に動作すると言うのは有益です。 これで、容量が 1 pF 以下のカップリング コンデンサを介してアンテナを回路に接続するか、カップリング コイルを使用して、ラジオ局の受信を試みることができます。 次に、URF を接続し、コイル L2 のインダクタンスとコンデンサ C3 の静電容量を変更して、受信周波数の範囲を調整します。 結論として、このような受信機は効率と感度が高いため、インターホンシステムや防犯警報装置に使用できることに注意する必要があります。 残念ながら、スーパーリジェネレータでの FM 受信は最適な方法では得られません。共振曲線の傾きで動作させると、S/N 比が 6 dB 低下することがすでに保証されています。 スーパーリジェネレーターのノンリニアモードも高品質な受信にはあまり向きませんが、音質はかなり良好であることが判明しました。 文学
著者: V.Polyakov、モスクワ
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