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無線電子工学および電気工学の百科事典 トランシーバーのクリスタルフィルター。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
ご存知のとおり、クリスタルフィルターは「半分は良いトランシーバー」です。 この記事では、高品質トランシーバーおよびコンピューター用セットトップ ボックスの主な選択肢となる XNUMX 水晶フィルターの実際的な設計を紹介します。これにより、このフィルターや他の狭帯域フィルターを構成できるようになります。 最近、アマチュアの設計では、同じ共振器上に作られた水晶 XNUMX 結晶ラダー型フィルターが主な選択フィルターとして使用されています。 これらのフィルターは製造が比較的容易であり、多額の材料費を必要としません。 計算とシミュレーションのためにコンピューター プログラムが作成されています。 フィルターの特性は、高品質の信号受信および送信の要件を十分に満たしています。 ただし、これらのフィルタにはすべての利点がある一方で、周波数応答に非対称性があり (低周波数の傾きが平坦)、それに応じて角型係数が低いという重大な欠点もあります。 アマチュア無線の作業負荷によって、隣接チャネルの最新のトランシーバーの選択性に対するかなり厳しい要件が決定されるため、メイン選択フィルターは、100 ～ 1,5 の角形係数 (-1,8/-6 dB レベルで) で少なくとも 90 dB の通過帯域外の減衰を提供する必要があります。 当然のことながら、フィルタの通過帯域における損失と不均一な周波数応答は最小限に抑える必要があります。 [1] に記載されている推奨事項に従って、周波数応答の不均一性が 0,28 dB のチェビシェフ特性を持つ 2 個の結晶ラダー フィルターがベースとして選択されました。 傾斜の急峻さを高めるために、直列接続された水晶共振器とコンデンサで構成される追加の回路がフィルタの入力と出力に並列に導入されました。 共振器とフィルターのパラメーターは、[2,65] に記載されている方法に従って計算されました。 フィルタ帯域幅 1,2 kHz の場合、初期値は С82,2 = 0,0185 pF、Lkv = 224 H、RH = 1 Ohm でした。 フィルタ回路とコンデンサ定格の計算値を図に示します。 XNUMX.
この設計では、VNIISIMS (アレクサンドロフ、ウラジミール地方) が製造した、周波数 8,867 MHz のテレビ PAL デコーダ用の水晶共振器を使用しています。 結晶パラメータの安定した再現性、小さい寸法、低コストが選択に重要な役割を果たしました。 ZQ2 ～ ZQ11 の水晶振動子の周波数の選択は、±50 Hz の精度で実行されました。 測定は自作の自己発振器と工業用周波数計を使用して実施しました。 並列回路の共振器 ZQ1 と ZQ12 は、フィルターの基本周波数よりそれぞれ約 1 kHz 低い周波数と高い周波数を持つ水晶の他のバッチから選択されます。 このフィルターは、厚さ 1 mm の両面フォイルグラスファイバー製のプリント基板上に組み立てられます (図 2)。
メタライゼーションの最上層は共通のワイヤとして使用されます。 共振器設置側の穴は皿穴になっています。 すべての水晶振動子のケースは、はんだ付けによって共通のワイヤに接続されます。 部品を取り付ける前に、フィルター PCB は 3 つの取り外し可能なカバーが付いた錫メッキのボックスにはんだ付けされます。 また、プリント導体側には、基板の中心軸線に沿って共振器のリード間を通るスクリーン隔壁が半田付けされている。 図上。 図３にフィルタの配線図を示します。 フィルタ内のすべてのコンデンサは KD と KM です。
フィルターを作成した後、家庭でその周波数応答を最大の分解能で測定するにはどうすればよいかという疑問が生じました。 家庭用コンピューターを使用し、その後、選択的マイクロボルトメーターを使用してフィルターの周波数応答を点ごとにプロットすることで測定結果を検証しました。 フィルターの周波数応答を -100 dB で表示するには、発生器のサイドノイズ レベルが指定値以下である必要があり、検出器は少なくとも 90 ～ 100 dB の最大ダイナミック レンジを持つ良好な直線性を備えている必要があります。 このため、ノイズジェネレータを従来のスイープジェネレータに置き換えました（図4）。
水晶発振器 [4] の回路が基礎として採用されており、ノイズの相対パワー スペクトル密度は - 165 dB / Hz です。 これは、10 kHz の帯域内で 3 kHz の離調における発電機のノイズ電力が、発電機の主発振の電力より 135 dB 小さいことを意味します。 ソースコードは少し変更されています。 そこで、バイポーラトランジスタの代わりに電界効果トランジスタを使用し、インダクタL1とバリキャップVD1～VD2からなる回路を水晶振動子ZQ5と直列に接続します。 発振器の周波数は、水晶周波数に対して 5 kHz 以内で調整されます。これは、狭帯域フィルターの周波数応答を測定するには十分です。 発生器の水晶共振器はフィルタと同様であり、掃引周波数発生器モードでは、バリキャップ VD2 ～ VD5 への制御電圧は、VT2 に電流発生器を備えた単接合トランジスタ VT1 で作られた鋸歯状電圧発生器から供給されます。 発電機の周波数を手動で調整するには、マルチターン抵抗器 R11 が使用されます。 チップ DA1 は電圧アンプとして機能します。 当初考えられていた正弦波制御電圧は、フィルターの周波数応答のさまざまなセクションで MCF の通過速度が不均一であるため、放棄する必要があり、最大の分解能を達成するために、ジェネレーターの周波数は 0,3 Hz に低減されました。 スイッチ SA1 は、「のこぎり」発生器の周波数を 10 または 0,3 Hz から選択します。 GKCH の周波数偏移は、同調抵抗 R10 によって設定されます。 検出器ブロックの概略図を図に示します。 5. L2C1C1 回路がフィルタ負荷として使用される場合、水晶フィルタの出力からの信号は X2 入力に適用されます。 アクティブ抵抗を負荷したフィルタで測定を実行する場合、この回路は必要ありません。 次に、負荷抵抗からの信号が X1 入力に加えられ、X1 入力を回路に接続する導体が検出器のプリント基板上で取り除かれます。
強力な電界効果トランジスタ VT90 上の 1 dB 以上のダイナミック レンジを持つソース フォロワは、フィルタの負荷抵抗とミキサの入力インピーダンスに一致します。 検出器は、電界効果トランジスタ VT2、VT3 をベースにしたパッシブバランスミキサーの方式に従って作られており、93 dB を超えるダイナミックレンジを持っています。 P 回路 C17L2C20 および C19L3C21 を介したトランジスタの結合ゲートは、基準発振器から 3 ～ 4 V (rms) の逆相正弦波電圧を受け取ります。 DD1 チップ上に作られた検出器の基準発振器には、周波数 8,862 MHz の水晶共振器が付いています。 ミキサーの出力で形成された低周波信号は、DA20 チップ上のアンプによって約 1 倍に増幅されます。 パソコンのサウンドカードの入力インピーダンスは比較的低いため、検出器には強力なオペアンプ「K157UD1」が搭載されています。 アンプの周波数応答は、1 kHz 未満および 20 kHz を超えると、オクターブあたり約 -6 dB のゲイン ロールオフが生じるように調整されています。 発振器は、両面フォイルグラスファイバー製のプリント基板に取り付けられています（図6）。 基板の最上層は共通配線として機能し、接触しない部分のリード線用の穴は皿穴になっています。 ボードは、40 つの取り外し可能なカバーが付いた高さ XNUMX mm のボックス内ではんだ付けされています。 箱はブリキ製です。
インダクタ L1、L2、L3 は、カーボニル鉄製のトリマーを使用して直径 6,5 mm の標準フレームに巻き付けられ、スクリーン内に配置されます。 L1 には 40 ターンの PEV-2 0,21 ワイヤが含まれ、L3 と L2 にはそれぞれ 27 ターンと 2+4 ターンの PELSHO-0,31 ワイヤが含まれています。 コイル L2 は、「コールド」端に近い L3 の上に巻かれます。 すべてのチョークは標準です - DM 0,1 68 μH。 固定抵抗器 MLT、同調 R6、R8、R10 タイプ SPZ-38。 マルチターン抵抗器 - PPML。 永久コンデンサ - KM、KLS、KT、酸化物 - K50-35、K53-1。 GKCH の確立は、鋸歯状電圧発生器の出力で最大信号を設定することから始まります。 DA6 チップのピン 1 の信号をオシロスコープで制御すると、トリミング抵抗 R8 (ゲイン) と R6 (オフセット) によって、図の点 A に示される信号の振幅と形状が設定されます。 抵抗R12を選択することにより、信号制限モードに入ることなく安定した発電が可能となります。 コンデンサ C14 の静電容量を選択し、L2L3 回路を調整することにより、出力振動システムが共振に調整され、発電機の良好な負荷容量が保証されます。 L1 コイル トリマーは、発振器の調整限界を 8,8586 ～ 8,8686 MHz 以内に設定します。これは、テストされた水晶フィルターの周波数応答帯域をわずかにカバーします。 接続ポイント L10、VD1、VD4 の周囲で GKCH (少なくとも 5 kHz) を最大限に調整するために、フォイルの最上層が除去されます。 負荷がなければ、発電機の出力正弦波電圧は 1 V (rms) です。 検出器ユニットは、両面箔でコーティングされたグラスファイバー製のプリント基板上に作られています (図 7)。 フォイルの最上層は共通ワイヤとして使用されます。 共通のワイヤと接触しない部品の結線用の穴は皿穴加工されます。 ボードは、取り外し可能なカバーが付いた高さ 35 mm のブリキの箱に入れてはんだ付けされます。 その解像度はアタッチメントの製造品質によって異なります。
コイル L1 ～ L4 には、直径 32 mm のフレームに丸ごと巻かれたワイヤ PEV-0,21 が 6 回巻かれています。 アーマーコアSB-12aのコイル状トリマー。 チョークはすべてDM-0,1タイプです。 インダクタンス L5 - 16 μH、L6、L8 - 68 μH、L7 - 40 μH。 トランス T1 は、サイズ K1000x10x6 mm の環状フェライト磁気回路 3NN に巻かれており、一次巻線に 7 ターン、二次巻線に PEV-2 ワイヤが 13x0,31 ターン含まれています。 すべてのチューニング抵抗 - SPZ-38。 ブロックの事前調整中に、高周波オシロスコープがトランジスタ VT2、VT3 のゲートで正弦波信号を制御し、必要に応じてコイル L2、L3 を調整します。 トリマーコイル L4 では、基準発振器の周波数がフィルター帯域幅より 5 kHz 低く除去されます。 これは、スペクトル アナライザの作業領域でデバイスの解像度を低下させるさまざまな干渉の数を減らすために行われます。 発振器は、容量性分割器を備えた整合発振回路を介して水晶フィルタに接続されています（図8）。
これにより、チューニング中にフィルターの通過帯域の減衰とリップルを低く抑えることができます。 すでに述べたように、3 番目の整合発振回路は検出器アタッチメント内にあります。 測定回路を組み立て、セットトップ ボックスの出力 (コネクタ X4.32.16) をパーソナル コンピュータのサウンド カードのマイクまたはライン入力に接続した後、スペクトラム アナライザ プログラムを起動します。 そのようなプログラムがいくつかあります。 著者は、cityradio.narod.ru/utilJties.html にあるプログラム SpectraLab v.XNUMX を使用しました。 このプログラムは使いやすく、優れた機能を備えています。 そこで、「SpektroLab」プログラムを起動し、GKCH (手動制御モード) と検出器付属の基準発振器の周波数を調整することで、GKCh スペクトログラムのピークを約 5 kHz に設定します。 さらに、検出器アタッチメントのミキサーのバランスをとることにより、第 10 高調波のピークがノイズレベルまで低減されます。 その後、GKCh モードがオンになり、待望のテスト対象フィルターの周波数応答がモニターに表示されます。 まず、11 Hz のスイング周波数をオンにし、R10 を使用して中心周波数を調整し、次にスイング帯域 R4 (図 0,3) を調整することで、フィルターの周波数応答の許容可能な「イメージ」をリアルタイムで設定します。 測定中にマッチング回路を調整することにより、通過帯域リップルを最小限に抑えます。 さらに、デバイスの最大解像度を達成するために、スイング周波数 4096 Hz をオンにし、プログラム内で可能なフーリエ変換点の最大数 (FFT、著者 8192..1) と平均化パラメータの最小値 (Averaging、著者 XNUMX) を設定します。 GKCh の数パスで特性を描画するため、蓄積ピーク電圧計モード (ホールド) がオンになります。 その結果、モニター上で調査中のフィルターの周波数応答が得られます。 マウスカーソルを使用して、必要なレベルで得られた周波数応答の必要なデジタル値を取得します。 この場合、周波数応答点の周波数の真の値を取得するために、検出器付属品の基準発振器の周波数を測定することを忘れてはなりません。 初期の「画像」を評価した後、直列共振 ZQ1n ZQ12 の周波数がフィルターの周波数応答の下側と上側の傾きにそれぞれ調整され、-90 dB の最大方形性が達成されます。 結論として、プリンターを使用すると、製造されたフィルターの本格的な「ドキュメント」が得られます。 例として、図に示します。 図９は、このフィルタの周波数応答のスペクトログラムを示す。 GKCH 信号のスペクトログラムもそこに表示されます。 -9 ... -3 dB のレベルでの周波数応答の左傾斜の目に見える不均一性は、ZQ5 ～ ZQ2 水晶振動子を再配置することによって除去されます。
その結果、次のフィルタ特性が得られます。-6 dB 通過帯域 - 2,586 kHz、通過帯域内の周波数応答不均一 - 2 dB 未満、角型係数 -6 / -60 dB レベル - 1,41。 レベルごとに -6/-80 dB - 1,59、レベルごとに -6/-90 dB - 1,67。 帯域内での減衰 - 3 dB 未満、帯域外での減衰 - 90 dB 以上。 著者は、得られた結果を確認することにし、水晶フィルタの周波数応答を点ごとに測定しました。 測定には、優れた減衰器を備えた選択的マイクロボルトメーターが必要でした。これは、公称感度 4 μV (同時に、レベル 0,5 μV の信号を適切に固定します) と 0.05 dB の減衰器を備えた HMV-100 タイプ (ポーランド) のマイクロボルトメーターでした。 この測定オプションでは、図 10 に示すスキームが組み立てられました。 XNUMX. フィルタの入力と出力のマッチング回路は慎重にシールドされています。 シールド接続線は高品質です。 「アース」回路も丁寧に作られています。
抵抗器 R11 を使用して GKCH の周波数を滑らかに変更し、減衰器を 10 dB 切り替えて、フィルターの周波数応答全体を通過してマイクロボルトメーターの読み取り値を取得します。 測定データと同じスケールを使用して、周波数応答のグラフを作成します (図 11)。
マイクロボルトメーターの高感度と GKCH の低側ノイズにより、-120 dB レベルの信号は適切に固定されており、それがグラフに明確に反映されています。 測定結果は次のとおりです。 -6 dB 帯域幅 - 2,64 kHz。 不均一な周波数応答 - 2 dB 未満; -6/-60 dB の角型比は 1,386。 レベル別 -6/-80 dB - 1,56; レベル別 -6/-90 dB - 1,682; レベル別 -6/-100 dB - 1,864; 帯域内での減衰 - 3 dB 未満、帯域外での減衰 - 100 dB 以上。 測定結果とコンピュータバージョンとの間のいくつかの違いは、分析された信号が大きなダイナミックレンジで変化するときに蓄積されるデジタルアナログ変換誤差の存在によって説明されます。 水晶フィルタの周波数応答の上記のグラフは最小限の調整作業で得られたものであり、コンポーネントをより慎重に選択することでフィルタ特性を大幅に改善できることに注意してください。 提案された発振回路は、単一信号の選択性の測定や、最大 110 ～ 120 dB のトランシーバーのダイナミック レンジの測定に使用できます。 このデバイスは、トランシーバーの IF パス、AGC および検出器の動作の品質指標を評価するために使用できます。 発振器の信号を検出器に適用すると、セットトップ ボックスから PC への出力で、発振周波数の低周波発振器の信号が得られます。これを使用して、トランシーバーの低周波パスのフィルターとカスケードを簡単かつ迅速に調整できます。 提案された検出器アタッチメントをトランシーバーのパノラマインジケーターの一部として使用することも同様に興味深いものです。 これを行うには、帯域幅 8 ～ 10 kHz の水晶フィルターを最初のミキサーの出力に接続します。 さらに、受信信号は増幅され、検出器の入力に加えられます。 この場合、通信相手の信号を 5 ～ 9 ポイントのレベルで良好な解像度で観察できます。 文学
著者: G.Bragin (RZ4HK)
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