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無線電子工学および電気工学の百科事典 無線受信機の技術的特性を改善します。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
VHF水晶フィルター、ショットキーダイオード、高出力RFトランジスタを使用すると、線形性や画像選択性などの受信機パラメーターを大幅に改善できます。 高い中間周波数の選択、個別のAGCとゲインの使用、プッシュプル周波数コンバーターの使用、ショットキーダイオードを備えたダブルバランス周波数コンバーターのステージの使用、レシーバーステージ全体でのAGCの最適な分散など、ラジオレシーバーを改善するXNUMXつの方法について説明します。 ラジオは電子技術の黎明期に開発され始めたという事実にもかかわらず、ラジオをさらに改善する方法はまだあります。 メートル波長の水晶フィルター、ピンダイオード、高出力高周波トランジスタなどの新しいコンポーネントにより、いくつかの確立された概念から脱却し、歪みが少なく、画像の選択性が高く、線形性の高い受信機を開発できます。 特に具体的な利点は2〜30 MHzの範囲で実現できますが、提案された方法の多くは他の周波数で動作する受信機に適用できます。 受信機を設計する最初のステップは、ブロック図を作成することです。この図には、各ブロックの予想される雑音指数と損失が記載されています（損失は追加のノイズの原因にもなります）。 これにより、受信機全体の雑音指数を計算することができます。 たとえば、図に示す受信機のブロック図では。 図１に示されるように、雑音指数は、雑音と損失を合計することによって決定され、８ｄＢである。
受信機全体の雑音指数は、個々のステージの雑音指数、ゲイン、および損失（デシベル単位）を合計することによって決定されます。 広いダイナミックレンジを得るには、損失を補うために必要なだけゲインを低くする必要があります。 各ステージは、ダイナミックレンジと雑音指数の観点から最適化する必要があります。 最大ダイナミックレンジは、RFステージとIFステージのゲインが損失を補償するために必要な最小値を持っている場合に得られます。 ブロック図からわかるように、入力回路とAGC減衰器で0,5 dB、周波数変換器で6,5 dB、IFフィルターで4,5 dBの損失は、RF増幅器で約11dBのゲインによって補償されます。 水晶フィルタの最小帯域幅は±3,5kHzであるため、XNUMX番目の周波数変換器は過負荷に最も敏感であり、したがって、この段階では、より高い電圧が狭い周波数帯域に集中することに注意してください。 ブロック図の主なパラメータを選択した後、開発者は個々のカスケードの設計に進むことができます。 新しいコンポーネントの利点を実現できるのはこの段階です。 受信機を改善する一連の方法を検討してください。 1.画像チャネル全体でより良い選択性を得るには、中間周波数が受信周波数範囲よりも高くなければなりません。 これまで、ダブルまたはトリプル変換受信機では、455つまたは1つの中間周波数のそれぞれが受信帯域の周波数を下回り、受信機の選択性は主に最低の中間周波数（多くの場合80 kHz）で動作する回路によって決定されていました。 。 これは、その時点で利用可能なコンポーネントが、低い中間周波数でのみ必要な選択性を提供できるという事実によって説明されます。 しかしながら、低い第１中間周波数では、画像チャネルノイズを減衰させる問題はより困難になる。 局部発振器電圧が印加されるコンバータの後の入力で作用するノイズ周波数は、IFの通過帯域に入る可能性があります。 IFが2MHzの場合、画像チャネル干渉の減衰は、最低受信周波数（30 MHz）では30 dBですが、30MHzでは32dBに低下します。 たとえば、周波数が2 MHzの信号を受信する場合、画像チャネルの干渉は4 MHzの周波数になります。これは、受信信号の周波数に近く、入力フィルタでは十分に減衰できません。 同時に、XNUMX MHzの周波数で受信する場合、XNUMX MHzの干渉周波数は入力周波数のXNUMX倍であり、画像チャネルに対して優れた選択性を提供します。 受信周波数に近い周波数を持つ画像チャネルでの干渉を減衰させるために、開発者はプリセレクターでトラッキングバンドパスフィルターを使用しようとしましたが、これにより受信機のコストが増加しました。 局部発振器は、入力信号の周波数範囲と幅が等しい範囲で調整する必要があります。 したがって、2〜30 MHzの範囲の受信機では、局部発振器のカバレッジ比は1:15である必要があります。 このオーバーラップ比では、入力と局部発振器の設定を正確に一致させるために、複雑な機械的配置が必要になる場合があります。 IFカスケードでメートル波（30〜120 MHz）の範囲で現在利用可能な水晶フィルターを使用すると、上記の問題を解決できます。 動作範囲の周波数より上の中間周波数を選択することにより、例えば、2〜30MHzの範囲の受信機で31MHzのカットオフ周波数を有する楕円ローパスフィルタを使用することが可能である。 この場合、動作範囲を超える周波数との干渉は80 dB減衰し、画像チャネルでの選択性は受信信号の周波数に依存しません。 同じフィルターが局部発振器放射の減衰を提供します。これにより、複数の受信機を互いに近接した距離に配置できます。 中間周波数がたとえば40MHzの場合、局部発振器は42〜70 MHzの範囲をカバーする必要があります（2〜30 MHzの範囲の受信機の場合）。 したがって、オーバーラップ率は1：2未満です。 これにより、局部発振器の設計が大幅に簡素化され、局部発振器の高調波と周波数変換器の入力信号との相互作用により、受信機の帯域幅に干渉が発生する可能性が低くなります。 2.歪みを低減するために、AGCと増幅に別々のステージを使用します。 過去には、増幅とAGCの両方に真空管が使用されていました。 ただし、ランプ特性の非線形性により、AGC電圧を印加すると相互変調歪みが発生しました。 バイポーラトランジスタと電界効果トランジスタを使用する場合も同様です。 増幅とAGCが別々の段階で実行される場合、それらのそれぞれに最適なモードを提供することが可能です。 したがって、たとえばAGCの場合、ピンダイオードに減衰器を使用できます。 図1に示すように、入力ローパスフィルタとRF増幅器の間に接続されています。 ダイオード減衰器は一定の入力インピーダンスと出力インピーダンスを持っている必要があります。そうしないと、負荷インピーダンスが変化するとフィルターの特性が変化し、アンプを駆動するソースインピーダンスが変化するとノイズと歪みが変化します。 図に図２は、ピンダイオード上の従来のダブルＴブリッジである減衰器を示している。 このような減衰器の入力インピーダンスと出力インピーダンスは一定に保たれます。 この目的のために、減衰器の出力に電流を適切に再分配する差動増幅器が使用されます（コレクタ電流の合計は変更されない必要があります）。
3.歪みを低減するための深いフィードバックを備えた強力なトランジスタでのプッシュプルRF増幅器の使用 ほとんどの古いレシーバーでは、クラスAモードの入力アンプで使用するのに十分な線形と見なされたチューブはごくわずかでした。設計者はこれらのチューブの特性を使用して、相互変調歪みを低く抑えました。 現在、高出力の線形高周波トランジスタが製造されており、強力な電流および電圧フィードバックを備えた高DCモードで動作し（実際にはほとんど使用されません）、ランプよりも優れた線形性を提供できます。 図に図３は、デシメートル波範囲の強力な線形トランジスタ上に組み立てられたそのような増幅器の図を示している。
プッシュプル増幅器は、シングルエンドのものと比較して、40次の非線形性積を3dB減衰させます。 ゲインは、フィードバックの深さと図の変形に依存します。 11は40dBに相当します。 フィードバックの導入により、ダイナミックレンジを拡大しながらゲインを6,8dB削減します。 アンプは330種類のフィードバックを使用します。電流フィードバックはバイパスコンデンサなしで50オームのエミッタ抵抗によって提供されます。 シャントコンデンサなしでコレクタとベースの間に接続された1,2オームの抵抗は電圧フィードバックを提供します。 これらのフィードバックは入力インピーダンスと出力インピーダンスを変更するため、トランスフィードバックも導入されます。これにより、出力インピーダンスと入力インピーダンスは100オームに等しくなります。 同時に、a.s.v.s。 増幅器は、200kHzからほぼ3MHzまでの周波数範囲で27を超えません。 この新しいタイプのRF増幅器の利点は、図に示すその特性によって最もよく示されます。 20.入力電力が-12dBm（それぞれ振幅が1 mVの2つの正弦波信号）の場合、ゲインは65dBです。 このような入力信号では、シングルサイクルカスケードの1次相互変調積（f2±f2）のレベルは-100 dBを超えず、105次積（f22±XNUMXfXNUMX）は-XNUMXdBを超えません。 プッシュプル増幅器では、XNUMX次の非線形積がさらに-XNUMXdBに減少します。 XNUMX次の非線形積レベルは、+XNUMXdBmの入力電力で目的の出力レベルに達します。 4.ショットキーダイオードを備えたダブルバランス周波数変換器のアプリケーション シングルサイクルコンバータに対するプッシュプルコンバータの利点は知られていますが（高感度、低歪み）、コストが高いため、広く配布できません。 現在、ホットキャリア上の低ノイズ変換ダイオード（ショットキーダイオード）は手頃な価格で製造されています。 電界効果トランジスタに基づくダブルバランスコンバータも現在製造されていることに注意する必要があります。 このようなコンバータは、20次の非線形性積を適切に抑制しますが、電界効果トランジスタのマッチングが不十分なため、30次の非線形性積の減衰はショットキーダイオードよりもXNUMX〜XNUMXdB悪くなります。 さらに、FETはショットキーダイオードよりも低いレベルで信号を制限します。 ショットキーダイオードミキサーの主な利点は、従来のシリコンまたはゲルマニウムダイオードと比較して、より優れたマッチングが可能になることです。 このようなミキサーは、局部発振器からのより高い電圧で動作できます。 ショットキーダイオードノイズには、シリコンダイオードを低周波数で使用することを妨げる1/f2成分がありません。 周波数変換器の特性を最適化するために、図4に示す回路を使用します。 64、aおよびb。 コンバータには最大16個のダイオード（各セクションに1個）が含まれている場合があります。 図4のブロック図によるアプリケーションのXNUMX番目のコンバータ。 XNUMXは最初の信号よりも大きな信号を処理するため、ダイナミックレンジを広くする必要があります。 図のスキームによるコンバーターで。 これは、直列抵抗を含め、プッシュプル回路を使用することによって実現されます。
直列抵抗はミキサー損失を6,5から8dBに増加させることに注意してください。 図のスキームによるコンバーターで。 図４ｂでは、ハイブリッドトランスがサイドチャネル干渉を抑制するために使用されている。 5.最初の中間周波数（メートル波）のカスケードで高い選択性と画像チャネルでの干渉の効果的な減衰を得るために、低損失の石英フィルターを使用します。 最近まで、高い選択性と低い挿入損失を備えた石英フィルターを大量生産することは不可能でした。 図に図5aは、最新の水晶フィルターに典型的な周波数応答を示しています。 第80中間周波数と第400中間周波数の間の画像チャネル干渉の減衰は、フィルタの周波数応答の傾きによって決定されるため、画像チャネルの選択性は50dBにもなる可能性があります。 そのようなフィルターの5つの価格は最近1ドルでしたが、現在、量産では50ドルに下がりました。古いスタイルの機械フィルター（磁歪コンバーター付き）は、コンバーターの非線形性のために強い相互変調歪みを導入しました。 最新のメカニカルフィルターでは、非線形性を低減するために圧電トランスデューサーが使用されています。 入力トランスの強磁性コアが低信号レベルで飽和すると、クォーツフィルターでも同様の影響が発生する可能性があります。 非線形性を減らすために、図のスキームを適用することができます。 80B。 テストは、XNUMXオームのフィルター入力に振幅XNUMXVのXNUMXつの信号を印加して実行されます。 一方、スプリアス信号のレベルは-XNUMXdBを超えてはなりません。
6.ダブル周波数変換と調整不可能なローパスフィルターを使用すると、周波数応答のスロープのスロープを変更せずに帯域幅を調整できます。 狭帯域通過フィルターを使用してIFの矩形周波数応答を取得することは、常に深刻な問題でした。 新しい二重反転入力スペクトル方式では、ローパスフィルタを適用できますが、IFの周波数応答の傾きは帯域幅に依存しません。 ローパスフィルターの追加の利点は、整定時間がバンドパスフィルターの半分であるということです。 これにより、パルス信号の場合のフィルターの不要な変動が排除されます。 この方法の本質は、図に示されています（図6）。
受信機の選択性は、主に第525中間周波数150kHzの経路によって決定されます。 12番目の中間周波数の帯域幅、したがって受信機全体の帯域幅は、525 Hz〜6kHzの範囲内で設定できます。 この場合、帯域幅の選択は、フィルターを交換することによってではなく、510つの局部発振器間の周波数シフトを調整することによって実行されます。 たとえば、最大帯域幅が±531 kHz（467-52kHz）の525 kHz信号は、最初は6 kHz LOで周波数変換器に入り、467（64-525-6）から467 kHz（64+ 52-64）。 結果として得られる信号は、周波数応答が525 kHzで鋭いロールオフを持つローパスクォーツフィルターに送られます（このロールオフは、IFの周波数応答のエッジの583つを形成します）。 カットオフ周波数が固定された指定のフィルターは、一度だけ調整されます。 次に、帯域幅が52〜64 kHzの信号スペクトルは、再び64 kHzの中心周波数に転送され、12kHzの局部発振器周波数でコンバーターに再び供給されます。 この場合、信号は64〜52 kHzの範囲に戻りますが、スペクトルが反転します（以前は525 kHzの帯域幅境界にあったスペクトル成分は、この境界よりXNUMX kHz低くなります）。 カットオフ周波数がXNUMXkHzのフィルターは、最初の変換時にXNUMXkHzの境界にあった信号成分を抑制します。 このようにして得られた信号は、高い選択性でフィルタリングされ、再びスペクトル上でXNUMX kHzの周波数に転送され、検出されます。 IFの周波数応答のエッジは変更されず、2つの局部発振器間の周波数シフトを調整することで帯域幅が減少することに注意してください。 したがって、たとえば、帯域幅が462 kHzの場合、局部発振器は525 kHz（1 + 64-588）および525（1-64 + 150）の周波数に調整されます。 バンドエッジはローパスフィルターによって形成されるため、XNUMXHzの帯域幅でも周波数応答は長方形に近くなります。 説明されている方法は、中心周波数に関して位相応答または群遅延特性の対称性を保証します。 IFで一般的に使用される水晶または機械フィルターは、非線形位相応答を持つチェビシェフフィルターです。 同時に、ベッセルタイプのローパスフィルターは、必要な直線性を提供できます。 7.受信機のダイナミックレンジを低下させる要因の中で、局部発振器のノイズ側波帯を考慮する必要があります。 LOスペクトルのノイズ側波帯は、ブロッキングと呼ばれる効果により、受信機のダイナミックレンジを大幅に低下させる可能性があります。 LOノイズは、受信信号に近い周波数の強い入力信号に干渉する可能性があり、その結果、IF通過帯域にノイズが発生し、必要な信号に干渉して、信号対ノイズ比が低下します。 強いブロッキング歪みは、3dB圧縮しきい値（別のダイナミックレンジパラメータ）をはるかに下回る信号レベルで発生する可能性があります。 3 dBの圧縮しきい値は、顕著な相互変調の出現に対応し、通常、ブロッキング効果よりも高い信号振幅で発生します。 図から図7では、例として、サイドバンドノイズスペクトル密度が145 dB / Hz（LO中心周波数から20 kHzオフセット）で、レシーバーノイズ指数が10 dBの場合、3dBのレシーバーブロッキングが発生することがわかります。約50mVの入力電圧で、3dBの圧縮しきい値が約1Vの信号振幅にどのように対応するか。
周波数シンセサイザを局部発振器として使用する場合、スプリアス信号も除去する必要があります。スプリアス信号は、ノイズ側波帯と同様に、受信機のパフォーマンスを低下させる可能性があるためです。 8.最大ダイナミックレンジを得るためのレシーバーステージ全体でのAGCの適切な分散 受信機のダイナミックレンジは、AGC電圧がRF減衰器に印加される最低信号レベルに依存します。 アンテナの信号レベルが48dBの信号対雑音比に対応する値に達するまで、AGCはIFでのみ動作する必要があります（図8）。
その後、AGCアッテネーターが作動し、XNUMX番目のコンバーターを過負荷から保護します。 AGC減衰器がより小さな信号で動作し始めると、信号対雑音比が低下するだけでなく、AGCの安定性が低下する可能性があります。 AGC回路は、パラメータを最適化するために、たとえばナイキストホドグラフを使用して、閉ループシステムとして注意深く分析する必要があります。 文学
出版物：N。ボルシャコフ、rf.atnn.ru
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