強力なスイッチング DC 電圧レギュレータ。スキーム、説明

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強力なスイッチング DC 電圧レギュレータ。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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スイッチング電圧スタビライザの中で、特別なクラスは、出力電圧調整のパルス幅 (PW) 原理を備えたデバイスによって形成されます。特徴的な特性は、負荷電流の全範囲にわたってリップルレベルが一定であることです。スタビライザーをパワードデジタルデバイスと同期させることが可能であり、場合によってはそれらの互換性の問題の解決を簡素化することができます。

スタビライザーは、デジタル超小型回路で作られた電子機器に電力を供給するように設計されています。出力電圧サージのないソフトスタート、過負荷除去後に自動的に動作モードに戻る負荷電流のXNUMX段階保護機能を備え、出力回路閉モードを長時間維持することができます。

スタビライザーの概略図を図1に示します

図1 (クリックで拡大()

要素 DD1.1、DD1.2 では、方形パルスのクロックジェネレーターが作成されました。抵抗器 R9 と素子 DD2.2 の入力容量で構成される回路は、パルスにいくらかの時間遅延を生じさせます。したがって、DD2.2 エレメントの出力では、DD1.1 エレメントの出力における信号に対して 0,4 ... 0,5 μs 遅れて、方形信号が作用します。

パルス幅制御ノードは、要素 DD1.3、DD2.1、DD2.2 およびトリガー DD3.1 に基づいて構築されます。スタビライザーの主要な要素の制御パルスは、トリガー DD3.1 によって生成されます。ジェネレーターの遅延パルスのエッジで、トリガーは単一状態に切り替わります。 R2C2 回路は、回路に従って DD2.1 素子の上部入力で振幅約 100 mV の三角電圧パルスを生成します。フリップフロップは入力 R で状態 0 に切り替わります。

起動時、最初の瞬間の出力電圧はゼロで、DD2 素子の入力 (ピン 2.1) では三角パルスのみが動作します。その振幅は素子のしきい値電圧よりも小さくなります (スタビライザーで使用される CMOS マイクロ回路の場合、電源電圧の 0,55 ～ 0,6 に等しい)。要素 DD1.3 の下側入力には単一の信号があり、要素 DD3.1 の出力に低レベル信号が現れると、トリガ DD1.1 がゼロ状態に切り替わります。この場合、トリガー DD3.1 の単一状態の継続時間は最大で、キー要素の開状態の最大時間に対応する発電機発振の半サイクルに近くなります。

出力電圧が制御ゾーンに達すると、DD2.1 要素の上部入力の電圧は、パルス減衰が DD1.3 要素の上部入力に現れる前にしきい値まで増加する時間があり、トリガー DD3.1 の単一状態の継続時間は定常状態の値まで減少します。この瞬間から、出力電圧の増加が止まり、デバイスは安定化モードに入ります。

何らかの理由（負荷電流の急激な減少など）で出力電圧が増加すると、単一トリガ出力パルスはさらに短くなり、スタビライザの出力電圧は再び定常値に近づきます。

SHI 制御ユニットの出力は、変圧器出力を備えた制御された安定電流発生器である、トランジスタ VT2、VT3 に基づくパルス増幅器の入力に接続されます。変圧器 T3 の二次巻線を流れる電流は、抵抗 R11 の抵抗値によって決まり、約 1,5 A です。電流発生器からキートランジスタ VT4 を制御すると、そのスイッチングプロセスを強制的に実行し、低い飽和電圧を得ることができます。

トリガ DD3.1 の単一状態により、電流発生器は、制御ユニットの出力パルス中に変圧器 T3 の一次巻線に定電流を供給します。磁化電流の直線的に増加する成分が一次巻線に現れます。変圧器 T3 の一次巻線のインダクタンスは、励磁電流の最大値がトランジスタ VT10 のコレクタ電流の 15 ～ 2% を超えないように選択されます。したがって、トランジスタＶＴ４のベース電流は、それが開いている間、実質的に変化しないままである。

トランジスタ VT2 が閉じた後、変圧器 T3 は電源から切り離され、励磁電流成分が減少し始め、VD8VD9R15 回路を流れます。これにより、変圧器の両方の巻線の電圧の極性が変化します。トランジスタ VT4 のエミッタ接合に負の電圧を供給すると、トランジスタ VTXNUMX が強制的に閉じられます。

技術特性

入力電圧、V ....... 21 ... 34
出力電圧、V ....... 5
保護装置のトリップ電流、А.......17±1
入力電圧値の全範囲における負荷電流 15 A での出力リップル電圧振幅、mV、以下....30
負荷電流が 1 ～ 15 A、入力電圧が 21 ～ 34 V に変化した場合の出力電圧変化の制限....4,9...5,1
動作周波数、kHz ... 30

トランジスタ VT4 が閉じると、入力電圧と出力電圧の差がインダクタ L3 に印加され、そこを流れる電流が増加します。トランジスタ VT4 を閉じた後、インダクタに流れる電流を瞬時に遮断することはできないため、ダイオード VD11、VD12 が開き、電流が流れる回路が形成されます。指定されたインダクタンス値での振幅。インダクタ電流の変動成分 (したがってフィルタのコンデンサ C10 ～ C13) は、最大 3 A の平均電流値で 15 A です。出力電圧リップルを低減するには、いくつかのコンデンサを並列接続してフィルタを収集する必要があります。平滑性を高めるために、追加のフィルタ L4C14 が取り付けられています。これにより、リップルの振幅が 3 ～ 5 分の XNUMX に低減され、高周波干渉が負荷に侵入するのが防止されます。

VT4 トランジスタのスイッチング時の動的損失を低減するために、追加の要素 T2、VD5、C7、L2、および C9R16VD10 回路がデバイスに導入されています。デバイスの各動作期間において、トランジスタ VT4 が開くと、その飽和電圧は数十ナノ秒以内に定常状態の値に達します。 VD10 ダイオードは閉じており、この電圧の低下速度には影響を与えません。トランジスタ VT4 のコレクタ電流は、変圧器 T2 の一次巻線のインダクタンスによって決まる速度で増加し、約 12 μs で 15 ... 2 A の値に達します。したがって、トランジスタＶＴ４のコレクタ電流の増加は、その飽和電圧の低い値で発生し、これにより、トランジスタが開いたときの動的損失が大幅に減少する。指定された時間が経過すると、変圧器 T4 の磁気回路は飽和し、その巻線の電圧はゼロに減少し、期間が終了するまで安定器の動作には影響しません。

トランジスタ VT4 が閉じると、変圧器 T2 の巻線の電圧の符号が変わり、ダイオード VD5 が開き、変圧器に蓄えられたエネルギーがコンデンサ C7 の電荷に変換されます。同時に、トランジスタ VT4 のコレクタとエミッタ間の電圧が増加し始め、VD10 ダイオードが開き、コンデンサ C9 がこのトランジスタと並列に接続されます。ここで、トランジスタの電圧増加率によってコンデンサ C9 の静電容量が決まります (増加時間は約 1 μs)。次にトランジスタ VT4 が開くと、このコンデンサは抵抗 R16 を通じて放電されます。

保護システムの主なリンクは、変流器 T1 上に作られた負荷電流センサーです。クロック発生器の単一信号により、要素 DD2.3、DD2.4 に組み込まれた保護デバイスのトリガーがゼロ (要素 DD0 の出力のレベル 2.4) にリセットされます。このとき、トランジスタＶＴ４は閉じている。オープンすると、直線的に増加する電圧が DD4 素子の上部入力に供給されます。負荷電流が最大値より小さい場合、要素 DD2.3 の上側入力の電圧はしきい値を超えません。過負荷が発生した場合、トランジスタ VT2.3 のコレクタ電流は、DD4 素子の上部入力の電圧がそのしきい値を超える値に達し、保護トリガーが単一状態 (DD2.3 素子の出力でのレベル 1) に切り替わります。この場合、トリガ DD2.4 はゼロ状態に設定され、トランジスタ VT3.1 が閉じます。スタビライザは負荷電流制限モードになり、出力電圧が低下します。

このモードはスタビライザーにとっては危険ではありませんが (VT4 トランジスタのコレクタ電流は制限されています)、負荷にとっては許容できない可能性があります。負荷を確保するために、積分回路 VD2R6R10C6 と DD3.2 トリガー上の単一バイブレータで構成される保護システムの第 3.2 段階がオンになります。トリガー DD70 の初期状態 - ゼロ。過負荷が 150 ～ 6 ms (多重度に応じて) を超えて継続すると、コンデンサ C3.2 の両端の電圧が増加してしきい値に達し、トリガ DD2 が約 2.2 秒間単一状態に切り替わります。要素 DD3.1 の下側入力の単一状態により、トリガー DD6 へのクロックパルスの供給が禁止され、スタビライザーがオフになります。この間、コンデンサＣ６は抵抗Ｒ１０を介して放電され、コンデンサＣ８は抵抗Ｒ１３を介して閾値まで充電され、トリガＤＤ３．２は元の状態に設定される。スタビライザーが自動的に起動します。過負荷が解消されない場合、プロセスが繰り返されます。

保護システムの動作電流は抵抗R7の選択により広範囲に変更可能です。抵抗が増加すると、電流も比例して減少します。

出力電圧の高い安定性は、VT4 VD1 電流発生器によって駆動される VD1 ツェナーダイオード上のパラメトリックスタビライザーからの SHI コントロールユニットの電源によって提供されます。

図2は、電源電圧の3つの特性値における負荷電流に対するスタビライザーの効率の依存性をグラフで示しています。負荷電流範囲 8 ～ 10 A で効率が最大になることが簡単にわかります。スタビライザが負荷電流範囲 15 ～ 11 A で使用されることになっている場合は、抵抗 R2,2 を抵抗 2,4 ～ XNUMX オームの別のものに交換して、最大効率をより高い電流の方にシフトすることをお勧めします。

強力なスイッチングDC電圧レギュレータ
Pic.2

図3にスタビライザの負荷特性を示します。グラフは、出力電圧の安定性が非常に高く (5 V ± 2%)、あらゆるシリーズのデジタルマイクロ回路で作られたデバイスに電力を供給するのに十分であることを示しています。

強力なスイッチングDC電圧レギュレータ
Pic.3

トランス T1 ～ T3 とチョーク L2、L4 は、フェライト 20NM12 からのサイズ K6x2000x1 のリング磁気コアで作られています。トランスT2とチョークL2、L4の磁気回路には0.4mm幅の非磁性ギャップを設ける必要があります。これを行うには、ダイヤモンドディスクでリングを半分に切るか、極端な場合にはリングを分割し、エポキシ樹脂を豊富に含浸させた数層の薄い紙で作った厚さ 0,2 mm のガスケットを両方の切り込みに配置して再組み立てするのが最善です。磁気回路の半分を接続した後、しっかりと圧縮され、樹脂が硬化します。余分に硬化した樹脂をヤスリで削り取ります。チョーク L4 は XNUMX つの同じリングに巻き付けられ、それらのギャップが一致するように積み重ねられます。

変圧器 T1 の巻線 1 は、断面積が少なくとも 1 mm2 のより線を XNUMX 回巻いたものです。巻線間の電磁結合を最大限に確保することが非常に重要であるため、このターンは最初と最後の間の最短距離に沿って巻くことはできません。コイルの始点と終点がリング円筒の外側に並んで、中間がリング穴の内面の始点と終点から最も遠い点に隣接するように磁気回路（ワニスを塗った布を何層か巻き付けたもの）上に配置されます。

巻線 II には、200 ターンの PEV-1 0,1 ワイヤが含まれています。 T1 変圧器の巻線 2 には、断面積が少なくとも 7 mm1 のより線が 2 回巻かれ、巻線 II - PEV-7 1 ワイヤが 0,68 回巻かれます。 T3 変圧器の巻線 I には、PEV-120 1 のワイヤが 0,25 ターン含まれており、巻線 II - ワイヤ PEV-10 1 の 0,68 ターンが含まれています。

チョークL1 - D-0,1。許容電流が30mA以上のものを使用することもできます。 L2 チョークの巻線には 35 mm の PEV-1 ワイヤが 0,68 回巻かれ、L4 チョークには少なくとも 5 mm2 の断面積を持つより線が 2 回巻かれます。インダクタ L3 は、48NM2000 フェライトで作られた B1 装甲磁気コアで作られており、中央のロッドに 0,6 mm のギャップがあります。その巻線には 10 ターンが含まれており、25 本の PEV-1 0,44 ワイヤの束で作られています。巻線のアクティブ抵抗は約 4 MΩ です。インダクタL2に流れる電流の平均値は2A、L3、L4～18Aです。

このデバイスで使用されている超小型回路は、K564 シリーズの同様のものと置き換えることができます。

コンデンサ C7 C10-C14 - K50-24 代わりに、K50-27、K50-29、K50-31、K52-1 を使用できます。コンデンサC8、C4 - K50-6、残り - KMシリーズ。固定抵抗 - MLT、調整抵抗 R18 - SP14-1。

デバイスをテストするときは、トランジスタ VT2、VT4、ダイオード VD5、VD11。 VD13は、厚さ5mm、表面積400cm2のジュラルミン製の共通プレートヒートシンク上に設置されました。垂直ヒートシンクを使用して負荷電流 15 A でスタビライザーを長期間動作させた場合でも、スタビライザーの温度は 50 °C を超えませんでした。

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