擬似共振電圧コンバータ。スキーム、説明

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擬似共振電圧コンバータ。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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この記事では、非常に有望なタイプの電圧コンバータである擬似共振について説明しています。記載されているデバイスは、非常に高い変換効率を提供し、出力電圧の調整とその安定化を可能にし、負荷電力が変化しても安定して動作します。

最新のネットワーク電源 - さまざまな機器では、トランジスタ電圧コンバータが広く使用されています。変圧器ユニットと比較したそれらの利点はよく知られています。同じ出力電力で寸法が小さくなり、銅の消費量が削減されるため、特に大量生産においてはその複雑さを十分に補ってくれます。

変換の動作周波数が高いほど、その経済性は高くなります。ただし、トランジスタのスイッチング周波数が増加すると、スイッチング損失も増加するため、コンバータの効率が低下します。

コンバータのスイッチング損失の値は、主に XNUMX つの要因によって決まります。それは、貫通電流の存在と、大きなコレクタ電流での強力なスイッチングトランジスタの大幅な閉路時間です。通常、開口時間は XNUMX ～ XNUMX 分の XNUMX に短縮され、効率に大きな影響はありません。

貫通電流は、ブリッジコンバータおよびハーフブリッジコンバータのトランジスタをスイッチングするときに発生します。これは、コンバータの一方のアームのトランジスタがすでに開いており、もう一方のアームがまだ閉じる時間がないときに発生します。

この現象を解消するために、切り替えプロセスを 3 段階に分けます。まず、一方のアームでトランジスタが閉じられ、次に 5 ～ XNUMX μs (高出力トランジスタの一般的な閉じ時間) 後、もう一方のアームで開きます。この方法は外部励起を備えたコンバータで使用されますが、自己発電型コンバータには適用できません。大きなコレクタ電流で長時間閉じると、この時点で閉じているトランジスタに無駄な電力が放出されるという事実が生じ、その平均値は次の式で表されます。

P = Im * Um * F * tclose / 6、

ここで、Im は、閉じ始めのトランジスタのコレクタ電流です。
Um - 閉じた後のコレクターの電圧。
Fはコンバータの動作周波数です。
tclose-トランジスタのクローズ時間。

閉鎖プロセスを高速化できるさまざまな回路ソリューションがありますが、追加のエネルギーコストが必要となり、閉鎖時間を短縮することができます。最良の場合でも公称値の XNUMX 倍を超えず、多くの場合、この値を維持するのに役立つだけです。

スイッチング損失に加えて、オープントランジスタ両端の電圧降下による電力損失もありますが、それらはトランジスタの選択にのみ依存し、ネットワークコンバータでは変換電力の0,5～1%を超えることはありません。

既存のさまざまな電圧コンバータは、外部励起型と自己発電型の両方で、スイッチング時のコレクタ電流と電圧の性質に応じていくつかのタイプに分類できます。 XNUMX つ目で最も一般的なのはパルスです。これは、トランジスタが閉じた瞬間の最大コレクタ電流とその後の最大コレクタ電圧によって特徴付けられます。

このようなコンバータでは、スイッチング損失の両方の成分が動作するため、動作周波数 15 ～ 25 kHz では、変換された電力の 8 ～ 15% を占めます。それにもかかわらず、パルスコンバータは実装が容易で出力電圧制御が柔軟であり、電圧変換とその安定化を組み合わせることができるため、最も一般的です。

1 番目のタイプは共振コンバータです。この単純化された例は、変圧器フィードバックと自動バイアス回路を備えた従来の LC 発振器です。コレクタ回路のリアクタンス素子は、トランジスタを閉じる前にそのコレクタ電流がほぼゼロに減少するか、または閉じた直後のコレクタ電圧が非常に小さくなるように設計されています。これにより、スイッチングトランジスタの総損失を変換電力の 2 ～ XNUMX% に削減し、パルスコンバータと比較して無線干渉のレベルを下げることができます。

ただし、共振コンバータは自己発振器モードでのみ確実に動作し、出力電圧を調整することはできず、負荷抵抗が計算値から大幅にずれることは許容されません。一般に、コンバーター安定器システムでは、別個の安定器が必要となるため、効率の点でパルス方式より劣ります。

1,5 番目のタイプは興味深いものですが、不当にあまり普及していません。これは、以前の両方の欠点からほとんど解放された擬似共鳴です。このようなコンバータを作成するというアイデアは新しいものではありませんが、約XNUMX Vの飽和電圧で大きなパルスコレクタ電流を可能にする強力な高電圧トランジスタの出現後、実用的な実装が可能になったのは比較的最近です。

このタイプの電源の主な特徴と主な利点は、電圧コンバータの効率が高く、主に負荷電流によって決定される二次回路整流器の損失を考慮せずに 97 ～ 98% に達することです。

場合によっては効率が高いため、コンバータの強力なトランジスタにヒートシンクを使用する必要が完全になくなり、他の経済的利点は言うまでもなく、機器のサイズを大幅に縮小することが可能になります。

擬似共振コンバータは、スイッチングトランジスタが閉じた瞬間にスイッチングトランジスタを流れる電流が最大になる従来のパルスコンバータとは異なります。擬似共振コンバータは、トランジスタが閉じた瞬間にコレクタ電流が最大になるという点で異なります。はゼロに近いです。さらに、閉じた瞬間の電流の減少は、デバイスのリアクタンス要素によって保証されます。

変換周波数がコレクタ負荷の共振周波数によって決定されないという点で共振とは異なります。これにより、変換周波数を変えることで出力電圧を調整し、その電圧の安定化を実現することができます。

ハーフブリッジ擬似共振コンバータの動作原理を、図に示す簡略図を使用してさらに詳しく説明します。 1、a. 定常動作時の特性点における電流と電圧の図を図に示します。 1、b. 簡単にするために、トランジスタのスイッチング時間は微小であると仮定します。実際に示されているように、この単純化は図の信頼性に影響を与えません。

準共振電圧変換器
Pic.1

また、要素パラメータの値が次の関係を満たすと仮定します: LT>>L1 および Fpt

トランジスタ VT1 が開き、それを通して、またインダクタ L1 とトランス T1 の一次巻線を通してコンデンサ C1 が充電され始める瞬間から考察を始めます。この時点で、コンデンサ C2 と負荷 Rн の電圧は、電圧 (Upit-Uc1)n-UD よりも低くなります。ここで、Uc1 はコンデンサ C1 の電圧です。 n - 変圧器 T1 の変圧比。 UD - 整流ダイオード VD1 (または VD2) の順方向電圧降下。この場合、ダイオード VD1 が開き、コンデンサ C2 の充電電流がダイオード VDXNUMX を通過します。

充電時、コンデンサ C2 は変圧器 T1 の二次巻線をバイパスするため、コンデンサ C1 の充電速度はそれ自体の静電容量とインダクタ L1 の低インダクタンスによって決まり、変圧器の一次巻線のインダクタンスには依存しません。コンデンサが充電されると、一次巻線の電圧が減少し、コンデンサ C2 の電圧が増加するため、t の時点でダイオード VD1 が閉じ、無負荷変圧器 T1 の一次巻線の大きなインダクタンスが充電回路に含まれます。コンデンサC1。この場合、開いたトランジスタ VT1 を流れる電流は、一次巻線の電流値まで急激に減少しますが、Lt>>L1 であるため、この時点ではまだわずかです。

したがって、瞬間 t1 からトランジスタがスイッチングする瞬間 t2 まで、コレクタ電流の増加は、無負荷変圧器の一次巻線のインダクタンスによって決まり、非常に大きくなるように選択されます。実際には、切り替え時の回路の状態はアイドルモードに相当します。実際の回路では、インダクタ L1 の役割はトランスの漏れインダクタンスによって果たされます。

トランジスタ VT1 が閉じ、VT2 が開いた後、コンデンサ C1 が放電します。インダクタとトランスの巻線 I を流れる電流は逆方向に流れますが、プロセスは同じ法則に従います。上記のモードが存在するための必要条件は、ダイオードを閉じた後に負荷抵抗を通じて放電されるときのコンデンサ C2 の電圧の低下率が、変圧器の一次巻線の電圧の低下率よりも小さくなければならないことです。同じ時間内に、整流ダイオードは、トランジスタが次に切り替わるまで閉じたままになります。

電力損失を最小限に抑えるには、許容動作コレクタ電流において、オープントランジスタの順方向電圧降下を最小限に抑える必要があります。ただし、この最大電流を維持するには、

このトランジスタの動作の半サイクル全体を通してベースを使用することはエネルギー的に不利益であり、その必要はありません。ベース電流がコレクタ電流に比例することを保証するだけで十分です。このような制御を比例電流制御といいます。

ブロック全体の効率、%........92
出力電圧、V、負荷抵抗 8 オームの場合.......18
コンバータの動作周波数、kHz ....... 20
最大出力、W......55
動作周波数における出力電圧リップルの最大振幅、V....1,5

トランジスタが閉じるまでに、リアクタンス素子がコレクタ電流を最小限に抑えるため、ベース電流も最小限になり、トランジスタの閉じる時間はその開き時間の値まで短縮されます。これにより、スイッチング時に発生する貫通電流の問題も完全に解消されます。

言い換えれば、比例電流制御と組み合わせて擬似共振モードを使用することにより、スイッチング損失をほぼ完全に排除することが可能になります。

以下では、擬似共振コンバータと比例電流制御を備えた主電源の XNUMX つの実際的なオプションについて説明します。これらのブロックの製造はアマチュア無線家にとってそれほど難しいことではなく、コンバータの利点をすべて理解できるでしょう。安定化ユニットは高周波周波数計で XNUMX 年以上動作していますが、苦情は発生していません。

図では、図2に自励発振型非安定化電源の回路図を示します。

図2（クリックすると拡大）

ユニット内の電力損失の主な割合は二次回路の整流ダイオードの加熱にあり、コンバータ自体の効率はトランジスタ用のヒートシンクを必要としないほどです。それぞれの電力損失は 0,4 W を超えません。パラメータに応じてトランジスタを特別に選択する必要もありません。出力が短絡したり、最大出力電力を超えたりすると、発電が中断され、トランジスタを過熱や破壊から保護します。

コンデンサ C1 ～ C3 とインダクタ L1L2 で構成されるフィルタは、コンバータからの高周波干渉から電源ネットワークを保護するように設計されています。自動発電機は回路 R4C6 とコンデンサ C5 によって起動されます。発振の発生はトランス T1 を介した正帰還の作用によって発生し、その周波数はこのトランスの一次巻線のインダクタンスと抵抗 R3 の抵抗によって決まります (抵抗が増加すると周波数は増加します)。

変圧器 T1 の巻線 IV は、トランジスタの比例電流制御用に設計されています。強力な絶縁トランス T2 とスイッチングトランジスタ (トランス T1) の制御回路が分離されていることが簡単にわかります。これにより、ベースの形成に対するトランス T2 の寄生容量とインダクタンスの影響を大幅に低減できます。トランジスタの電流。ダイオード VD5 と VD6 はコンバータの起動時にコンデンサ C7 の電圧を制限し、コンデンサ C8 は動作電圧まで充電されます。

デバイスをセットアップするときは、コンバータが準共振モードで動作することを確認する必要があります。これを行うには、抵抗が 7 ～ 1 オーム、電力が 3 W の一時的な抵抗器をコンデンサ C2 と直列に接続し、この抵抗器からの信号をオシロスコープの入力に加えて、画面上で観察します。最大負荷時の両方のトランジスタのコレクタ電流パルスの形状。

これらは、異なる極性のベル型パルスであり、時間的に重なり合わず、交互に発生する必要があります。それらが重なる場合は、巻線の 3 ～ 10% をほどいてインダクタ L15 のインダクタンスを減らすか、抵抗 R3 を選択してコンバータの生成周波数を下げる必要があります。ここで、すべてのオシロスコープが電気回路網から電気的に絶縁されていない回路での測定を許可しているわけではないことに注意してください。

インダクタ L1L2 とトランス T1 は、12NM フェライトで作られた同一のリング磁気コア K8x3x2000 に巻かれています。インダクタの巻線は、PELSHO 0,25 ワイヤを使用して「20 本のワイヤ」で同時に行われます。巻数 - 1。変圧器 T200 の巻線 I には、リング全体に均等にまとめて巻かれた PEV-2 0.1 ワイヤが 4 回巻かれています。巻線 II と III は「0,25 つのワイヤ」で巻かれています - PELSHO XNUMX ワイヤを XNUMX 回巻きます。巻線 IV は同じワイヤの巻です。

T2トランスには28NNフェライト製のK16x9x3000リング磁気コアを使用しました。巻線 I には、PELSHO 130 ワイヤが 0,25 ターン含まれており、ターンごとに配置されています。巻線 II および III - PELSHO 25 ワイヤをそれぞれ 0,56 回巻きます。巻き付け - 「3本のワイヤーで」、リングの周りに均等に巻きます。チョーク L20 には、0,25NM フェライト製の 12 つの折り畳まれたリング磁気コア K8x3x2000 に巻かれた PELSHO XNUMX ワイヤが XNUMX 回巻かれています。

ダイオード VD7、VD8 は、それぞれ少なくとも 2 cm2 の放熱面積を持つヒートシンクに取り付ける必要があります。

定格出力電圧V.......5
最大出力電流、A ....... 2
最大リップル振幅、mV....50
負荷電流が 0,5 から 2 A に変化し、ネットワーク電圧が 190 から 250 V に変化した場合の出力電圧の変化 (mV)...150
最大変換周波数、kHz ....... 20

説明したデバイスは、さまざまな電圧値のアナログスタビライザーと組み合わせて使用するように設計されているため、ユニットの出力でリップルを大幅に抑制する必要はありませんでした。リップルは、たとえば以下で説明するブロックなど、このような場合に一般的な LC フィルターを使用することで、必要なレベルまで低減できます。

擬似共振コンバータによる安定化電源の回路を図に示します。 3. 出力電圧は、コンバータの動作周波数の対応する変化によって安定します。

Pic.3

前のブロックと同様、強力なトランジスタ VT1 および VT2 にはヒートシンクは必要ありません。これらのトランジスタの対称制御は、DD1 チップ上に組み込まれた別個のマスターパルスジェネレーターを使用して実装されます。

トリガーDD1.1はジェネレーター自体で動作します。パルスは、R7C12 回路によって指定された一定の持続時間を持ちます。この周期は、フォトカプラ U1 を含む OS 回路によって変更され、ユニットの出力電圧が一定に維持されます。最小周期は回路 R8C13 によって設定されます。

トリガー DD1.2 はこれらのパルスの繰り返し周波数を 4 で分割し、方形波電圧が直接出力からトランジスタ電流アンプ VT5VT2 に供給されます。次に、電流増幅された制御パルスは回路 R7C1 によって微分され、すでに約 1 μs の持続時間に短縮され、変圧器 T1 を通ってコンバータのトランジスタ VT2、VTXNUMX のベース回路に入ります。

これらの短いパルスは、トランジスタを切り替えるためにのみ機能し、一方を閉じ、他方を開きます。制御パルスによって開かれたトランジスタのベース電流は、変圧器 T1 の巻線 IV を通る正の電流フィードバックの動作をサポートします。抵抗 R2 は、トランス T1、インダクタ L3、およびコンデンサ C8 の 1 次巻線の巻線間容量によって形成される回路内で 2 次回路の整流ダイオードが閉じているときに発生する寄生発振を減衰する働きもあります。これらの寄生発振により、トランジスタ VTXNUMX、VTXNUMX のスイッチングが制御されなくなる可能性があります。

説明したコンバータ制御オプションを使用すると、トランジスタの比例電流制御を維持し、同時に出力電圧を安定させるためにスイッチング周波数を調整できます。さらに、励磁発電機からの主電力は強力なトランジスタをスイッチングするときにのみ消費されるため、それによって消費される平均電流は小さく、ツェナーダイオードVD3の電流を考慮して5 mAを超えません。これにより、一次回路からクエンチング抵抗器 R1 を介して電力を供給できるようになります。

トランジスタ VT3 は、補償安定器と同様に、制御信号の電圧増幅器として機能します。ブロックの出力電圧の安定化係数は、このトランジスタの静電流伝達係数に正比例します。

トランジスタフォトカプラ U1 の使用により、ネットワークからの二次回路の信頼性の高いガルバニック絶縁と、マスターオシレータの制御入力での高いノイズ耐性が保証されます。トランジスタ VT1、VT2 の次のスイッチングの後、コンデンサ C10 が再充電を開始し、トランジスタ VT3 のベースの電圧が増加し始め、コレクタ電流も増加します。その結果、フォトカプラのトランジスタが開き、マスターオシレータのコンデンサC13が放電状態に維持されます。

整流ダイオード VD8、VD9 が閉じた後、コンデンサ C10 は負荷への放電を開始し、その両端の電圧は低下します。トランジスタ VT3 が閉じ、その結果、コンデンサ C13 が抵抗 R8 を介して充電を開始します。コンデンサがトリガ DD1.1 のスイッチング電圧まで充電されるとすぐに、その直接出力で高電圧レベルが確立されます。この時点で、トランジスタ VT1、VT2 の次のスイッチングが発生し、開いたフォトカプラトランジスタを介してコンデンサ C13 が放電します。コンデンサ C10 を再充電する次のプロセスが開始され、1.1...3 μs 後に DD4 をトリガすると、回路 R7C12 の小さな時定数のおかげで再びゼロ状態に戻ります。その後、制御サイクル全体が、どちらに関係なく繰り返されます。トランジスタの VT1 または VT2 は、電流の半周期中に開きます。

電源がオンになった最初の瞬間、コンデンサ C10 が完全に放電されると、フォトカプラ LED には電流が流れなくなり、生成周波数は最大となり、主に R8C13 回路の時定数によって決まります（ R7C12 回路は数倍小さいです)。図に示されているこれらの要素の定格では、この周波数は約 40 kHz になり、DD1.2 トリガーで分割された後は 20 kHz になります。

コンデンサ C10 を動作電圧まで充電した後、要素 VD10、VT3、U1 の OS 安定化ループが動作し始めます。その後、変換周波数はすでに入力電圧と負荷電流に依存します。コンデンサ C10 の電圧変動はフィルタ L4C9 によって平滑化されます。

チョーク L1L2 および L3 は前のブロックと同じです。トランス T1 は、12NM フェライトから折り畳まれた 8 つのリング磁気コア K3x2000x320 で作られています。一次巻線はリング全体に均一に大量に巻かれており、PEV-2 0,08 ワイヤが 40 回巻かれています。巻線 II および III にはそれぞれ、PELSHO 0,15 ワイヤが 8 巻含まれています。それらは「0,25本のワイヤ」で巻かれています。巻線 IV は、XNUMX 回の PELSHO XNUMX ワイヤーで構成されています。

トランス T2 は、28NN フェライト製のリング磁気コア K16x9x3000 で作られています。 PELSHO 1 ワイヤーを 120 ～ 0,15 ターン、PELSHO 6 ワイヤーを II および III - 0,56 ターン、「XNUMX 本のワイヤー」で巻きます。

PELSHO ワイヤーの代わりに、適切な直径の PEV-2 ワイヤーを使用することもできますが、この場合、巻線の間に XNUMX 層または XNUMX 層のニスを塗った布を敷く必要があります。

チョーク L4 には、25NNH2 フェライト製の K0,56x12x6 リング磁気コアに巻かれた PEV-4,5 100 ワイヤが 1 ターン含まれています。少なくとも 30 A の飽和電流および 60 kHz の動作周波数に対して 3 ～ 20 μH のインダクタンスを備えた既製のインダクタも適しています。

固定抵抗はすべてMLTです。抵抗 R4 は任意のタイプで調整されます。コンデンサC1-C4、C8-K73-17、C5、C6、C9、C10-K50-24、残り-KM-6。 KS212K ツェナーダイオードは、KS212Zh または KS512A に置き換えることができます。ダイオード VD8、VD9 は、それぞれ少なくとも 20 cm2 の放熱面積を持つラジエーターに取り付ける必要があります。

ブロックを設定するには、抵抗が 1 kOhm、電力が 1 ～ 0,25 W の一時的な抵抗を抵抗 R1 と並列に接続し、負荷を接続せずに、振幅 15 の定電圧または交流電圧を印加する必要があります。 ...ブロックの入力に 20 V、適切な極性で出力に 5 V の定電圧を供給します。図に従って、抵抗 R4 を低い位置に設定します。

オシロスコープの Y 入力は、トランジスタ VT2 のコレクタとエミッタに接続されています。画面には、デューティサイクル 2 (「蛇行」)、振幅 14 ～ 19 V、周波数 20 kHz の方形パルスが表示されるはずです。抵抗器 R4 のスライダーを上に動かして周波数が低下し、発振が停止した場合、安定化ユニットは正常に動作しています。

抵抗 R4 で周波数を 3 ～ 5 kHz 以内に設定したら、入力と出力の電源をオフにして、一時的な抵抗を取り外します。ブロックの出力には等価負荷が接続され、入力はネットワークに接続され、出力電圧は抵抗 R4 で設定されます。

KD213A ダイオードの代わりに、たとえば KD2997 シリーズのいずれかのショットキーダイオードを使用すると、両方のユニットの効率が向上します。この場合、ダイオード用のヒートシンクは必要ありません。

文学：

オートメーションにおける電子機器。エド。ゆい。コネバ。 Vol. 17. - M.: ラジオと通信、1986 年。
Afonin L. N.、Bocharnikov M. Ya.、Gribachov A. P. et al. トランスレス入力を備えた二次電源の回路における強力な高電圧スイッチングトランジスタ。 - 電子工学、シリアル2. 半導体デバイス、1982 年、第 3 号 (154)。

著者: E.コノバロフ

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