|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
無線電子工学および電気工学の百科事典 溶接電流のインバータ電源。 電磁要素の修理と計算の経験。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
インバータ溶接電流源 (IWS) は、正確には高周波と呼ばれないこともありますが、古典的な変圧器に比べて明らかな利点 (重量と体積が軽く、優れた負荷特性) を持っていますが、我が国では広く使用されていません。 おそらく、コストが高いため、ほとんどの潜在的な消費者はアクセスできません。 多くのアマチュア無線家が独自の IIST を作ろうとしています。 しかし、この過程では、電流値と電圧値が通常の限界をはるかに超えるエネルギー集約型デバイスの開発経験の欠如に主に関連して、重大な困難が生じます。 著者は、故障したパワー要素の選択と回路の大幅な変更を必要とした工業製 ISIS の修理の経験を共有します。 IIST の主要な電磁要素を計算する方法が示されています。 ある素晴らしい瞬間、1988 年に製造された Castolin Eutectic の欠陥のある RytmArc 溶接機が私の手に渡りました。前の所有者は、その装置が修理できるとはもはや信じず、スペアパーツとして譲りました。 デバイスを検査したところ、家庭向けの低電力単相 IIST ファミリの典型的なこのデバイスは、このクラスのデバイスの典型的なシングル サイクル フォワード ハーフブリッジ インバータ回路に従って作られていることが判明しました。直流 5 ～ 140 A、溶接/一時停止サイクル最大 100% の相対溶接継続時間による手動電気溶接を対象としています。 オリジナルのバージョンでは、インバーターは強力な高電圧バイポーラ複合トランジスタ ESM2953 上に構築されていましたが、故障しました。 いくつかの低出力トランジスタにも欠陥があり、一部の部品が単純に欠落していることも判明した。 このような状況では、最も正当な決定は、新しいトランジスタを購入し、焼けたトランジスタと交換することであるように見えました。 しかし、必要なトランジスタを持っていた商社は、65個入りのパッケージ全体を購入するという条件で、50個あたり1ドルの価格でトランジスタを提供した。 当然のことながら、このオプションは機能せず、代替案を探す必要がありました。 選ばれたのは IRG4PC50U 絶縁ゲート バイポーラ トランジスタ (IGBT [14]) で、XNUMX 個あたり XNUMX ドルで自由に小売されました。 ESM2953 とは異なり、IRG4PC50U トランジスタのコレクタはヒートシンク ベースに電気的に接続されています。 そこで、各 IGBT を 30x25x4 mm のアルミニウム板に取り付け、厚さ 0,5 mm のマイカスペーサーを介してメインヒートシンクに後者を押し付けることにしました。 必要な厚さのマイカが入手できなかったため、ガスケットは、熱伝導性ペーストで「接着」された、より薄い材料の複数の層で構成されていました。 IIST を立ち上げるには、IGBT を制御するための新しいドライバーと、主電源整流器フィルター コンデンサーを充電するための電流制限器のロスト タイマーを開発および製造する必要がありました。 幸いなことに、制御ユニット基板の修理は必要ありませんでした。 復元されたデバイスは XNUMX 年以上にわたって問題なく機能しています。 修理後のIIST図を図に示します。 カバーを外した外観を図1に示し、主要な要素にマークを付けた図を図2に示します。 工場の文書が不足しているため、要素の位置指定は「ブランド」の位置指定と一致しません。
この IIST で使用されている技術ソリューションは、このクラスのデバイスでは一般的なものです。 このようなデバイスを自分で修理したり設計したりする人にとっては、その構造をより詳しく理解しておくと役立ちます。
スイッチ SA1 が閉じると、220V、50Hz の交流電圧が変圧器 T1 の一次巻線に供給され、IIST のすべての電子部品 (インバータ自体を除く) に電力を供給し、初期突入電流を制限する抵抗 R1 を介して供給されます。 、1 つの並列接続されたダイオード ブリッジ VD2 および VDXNUMX の整流器に接続されます。 整流された電圧リップルは酸化物コンデンサ C2 によって平滑化されます。 このコンデンサを完全に充電するのに約 1 秒かかると、タイマーが作動し (その図を図 3 に示します)、リレー K1.1 の閉じた接点が抵抗器 R1 をバイパスし、ネットワークから消費される電流の回路から後者を除外します。無駄なエネルギー損失を排除します。
実際、IIST では、1 つの同一のリレーが K2 として設置され、その巻線と接点が並列に接続されています。 別のリレー K1 は、コントロール ユニット ボードからの信号に基づいて、ファン M1 をオンまたはオフにします。 温度センサーは、強力なトランジスタのヒートシンクに取り付けられた温度電流コンバーター VKXNUMX です。 IGBT VT1 および VT2 に基づくインバーターは、整流された主電源電圧を周波数約 30 kHz のパルス電圧に変換します。 TZ 変圧器は、溶接回路とネットワークの間にガルバニック絶縁を提供します。 その変換比は、二次巻線のパルスの振幅が IIST の指定された開路電圧の 2 倍になるように選択されます。 シングルエンド ハーフブリッジ インバータの動作原理については、[3、XNUMX] などで詳しく説明されています。 変流器 T2 は変圧器 TZ の一次巻線回路に直列に接続されており、ここに流れる電流を制御するように設計されています。 高周波スイッチング インバータでは、変圧器の励磁インダクタンスと漏れインダクタンスが、寄生設置インダクタンスとともに、かなりの無効エネルギーを蓄積します。 それを熱に変換すると、デバイスの効率が大幅に低下します。 したがって、特別な回路ソリューションを使用して、蓄積されたエネルギーを負荷に転送または回生し、電源に戻そうとします。 電源スイッチの状態が変化すると、寄生インダクタンスを含む各インダクタンスが自己誘導電圧パルスの発生源となり、値コンバータの要素にとって危険となることがよくあります。 これらのパルスの振幅を低減するために、ダイオードを使用した場合と使用しない場合のダンピング RC 回路が設計されています。 IIST の動作に有害な漏れインダクタンスを低減するには、トロイダル磁気コアを備えた変圧器を使用することをお勧めします。慎重に考えられたデバイスのレイアウトにより、設置インダクタンスが低減されます。 TZ トランスの二次巻線の電圧は、7 つのダイオード アセンブリ VD10 ～ VD1 (それぞれに XNUMX つのダイオード) に配置されたダイオードを使用する半波整流器によって整流されます。 溶接回路に直列に接続されたチョーク LXNUMX は、整流された電流を平滑化します。 制御ユニットは、インバータの IGBT を開くパルスを生成し、IIST の外部負荷特性が高品質の電気溶接に必要な特性に一致するようにデューティ サイクルを調整します。 コントローラの入力は、電圧 (整流器出力から) と電流 (変流器 T2 の二次巻線から) のフィードバック信号を受け取ります。 可変抵抗器 R2 は溶接電流を調整します。 図では、 図 4 は、制御ユニットによって生成されたパルスを、IGBT VT1 および VT2 の制御に必要な振幅まで増幅するドライバー回路を示しています。 IISTに設置されているバイポーラトランジスタを制御するドライバを修理前に置き換えるために設計された。
トランス T1 は、1 つの同一のドライバ チャネルの入力回路を制御ユニットから、また相互から絶縁します。 この場合、絶縁要素としてのトランスには、フォトカプラよりも紛れもない利点があります。パラメータを正しく選択すると、IGBT ゲートに到達するパルスの持続時間が、電源トランスの磁気回路が正常に動作する値に自動的に制限されるからです。 TZ はまだ飽和していません (図 XNUMX を参照)。 絶縁トランスの二次巻線 II と III は、チャネルが同相で動作するように接続されており、これはシングルサイクル インバーターの正しい動作に必要です。 チャネルのXNUMXつ（スキームに従った上部チャネル）の動作を検討してください。 変圧器 T1 の巻線 II から抵抗 R1 を介してパルスが、DD1 マイクロ回路に組み込まれた整形器の入力に供給されます。 トランジスタ VT1 および VT2 のパワー アンプは、IGBT のゲートとエミッタ間のかなり重要な静電容量の高速充放電を実現します。 抵抗 R9 は、接続線のインダクタンスと IGBT の入力容量によって形成される回路の発振プロセスを防止します。 整流器と電源電圧安定器は、ダイオード ブリッジ VD1 と DA1 マイクロ回路に組み込まれています。 整流器への交流電圧は、変圧器 T1 の独立した絶縁二次巻線から供給されます (図 1 を参照)。 ドライバーを製造するときは、チャンネル間の絶縁の品質に特別な注意を払う必要があります。 主電源電圧の振幅の XNUMX 倍を超える電圧に耐える必要があります。 IIST の独自開発を開始する場合、修理中にも発生しない多くの問題に直面する必要があります。それらはすべて、開発者と製造元によって何らかの方法ですでに解決されています。 最大の困難は、比較的高い電圧で大電流をスイッチングする半導体デバイスの選択に関連しています。 インバーター回路の正しい選択、その電磁要素の計算と設計は非常に重要です。 開発経験がない場合は、「テスト済み」ソリューションを繰り返すよう努めるのが合理的です。 IIST を設計するための既成の実証済みの方法を見つけることができる文献が事実上存在しないという事実により、問題はさらに複雑になります。 たとえば、[3] では、プレゼンテーションが非常に簡潔であるため、そこでの計算を溶接源の開発における特定の問題に拡張することはほとんど不可能です。 以下の資料では、計算された関係の結論が詳細に示されています。 著者によれば、これによりアマチュア無線家は IIST の電磁コンポーネントで発生するプロセスをより深く理解し、必要に応じて提示された方法論を調整できるようになります。 溶接アークのような急激に変化する負荷の条件下では、シングルサイクルフォワードハーフブリッジインバータは他のものと比べて優れています。 バランスをとる必要がなく、貫通電流などの病気の影響を受けにくく、比較的シンプルな制御ユニットで十分です。 要素内の電流の形状が三角形であるフライバック インバータとは異なり、フォワード インバータでは長方形になります。 したがって、同じ負荷電流では、フォワード インバータの電流パルスの振幅はほぼ XNUMX 倍小さくなります。 電源トランスの計算 すべてのシングルサイクル インバータの共通の特徴は、電力変圧器の磁気コアの一方向磁化で動作することです。 磁界強度がゼロから最大まで変化し、またその逆に変化すると、磁気誘導 B は最大 Bm から残留 Br までの範囲で変化します。 図では、 図 5 に、シングルサイクルフォワードハーフブリッジインバータの簡略図を示します。
トランジスタ VT1 と VT2 が開くと、一次電圧源のエネルギーが変圧器 T1 を介して負荷に伝達されます。 トランスの磁気回路は順方向に磁化されています（図1の2-6部）。 トランジスタが閉じた後、負荷の電流はインダクタ L1 に蓄えられたエネルギーによって維持されます。 この場合、回路はダイオード VD4 を介して閉じられます。 巻線 I の自己誘導起電力の影響により、ダイオード VD1 と VD2 が開き、磁気回路の減磁電流が流れます (図 2 のセクション 1-6)。
磁気回路内の誘導は、ΔB1= Bm-Br1 だけ変化します。これは、プッシュプル インバーターで可能な値 2Bm よりも大幅に小さくなります。 ただし、磁界強度がゼロの場合、誘導は非磁性ギャップを持たない磁気回路内でのみ Br1 に等しくなります。 後者は残留誘導を Br2 の値まで減少させます。 [4] から、残留誘導の新しい値は、元の磁化曲線と原点から角度 Θ で引かれた直線との交点に対応することがわかります。
ここで、μ0 は絶対透磁率 (真空中の磁場強度に対する磁気誘導の比、4π-10-7 H/m に等しい物理定数) です。 lc は磁力線の平均長さです。 δは非磁性ギャップの長さです。 長さδのギャップを導入した結果、磁気回路内の誘導範囲はΔB2=Bm-Br2に増加します。 私たちの業界は、IIST 専用の磁気コアを製造していません。 インバータ電源トランスを作成するには、テレビのライントランス用に設計された磁気コアを使用できます。 たとえば、TVS-40LTs18 トランス (ULPST TV で使用) の PK90x2 磁気コアの断面積は 2,2 cm2、窓面積は 14,4 cm2、磁力線の平均長は 200 mm です。 これはマンガン亜鉛フェライト M3000NMS1 で作られており、[5] の指数 C で示されているように、強磁場での動作用に設計されており、次のヒステリシス ループ パラメータを備えています: Bs=0,45 T (H=800 A/ で) m)、W=0,33 T (H=100 A/m および T=60 °C で)、Bg=0,1 T、Hs=12A/m。 一方向磁化の条件下では、ギャップなしで組み立てられたこの磁気回路の誘導範囲は 0,23 テスラを超えません。 非磁性ギャップを使用して、残留誘導を 0,03 テスラに低減するという目標を設定してみましょう。これにより、誘導範囲が 0,3 テスラに増加します。 電界強度が -Hc から 0 まで実質的に線形に変化するときの依存性 B=f(H) を考慮すると、2 から Br2 までの領域での誘導の変化がわかります。 これを行うには、Br1 レベルで磁化曲線と交差するまで水平線を引き、この誘導に対応する磁気回路内の負の磁界強度 -H8,4 = XNUMX A/m を求めます。 私たちの場合には
(1) から、非磁性ギャップの長さを見つけます。
最大誘導時のギャップの電界強度Vm=0ZTl
磁気回路の磁化のアンペアターン
アイドルモードでは、インバーターの入力電圧 (U1、図 5 を参照) はネットワークの振幅値 (310 V) に等しくなります。 主要なトランジスタでの電圧降下と巻線のアクティブ抵抗を考慮すると、変圧器の一次巻線に 300 V の電圧が印加されると仮定できます。モードは 50 V である必要があります。 パルス幅が周期の半分に等しい場合の計算を実行します。これは、磁気回路における誘導の最大振幅に対応します。 これらの条件下では、二次電圧パルスの振幅は 100 V (必要な開路電圧の XNUMX 倍) になります。 したがって、電源トランスの変圧比は次のようにする必要があります。
ここでは、変圧器巻線の漏れインダクタンスの影響が考慮されていないことに注意してください。 その存在により、計算値と比較して開路電圧が高くなります。 二次巻線電流の実効値は方形パルスの形をしており、溶接電流 iCB に等しい平均値の比に関連付けられています。
ここで、λ はパルス持続時間とその繰り返し周期の比 (デューティファクタ) です。 iCB = 140 Aおよびλ = 0,5の場合
一次巻線電流の実効値（磁化電流を除く）
一次巻線の負荷電流パルスの振幅
30 kHz の周波数では、フェライト磁気コアのエネルギー損失は無視できます。 巻線の損失は、導体の表面への電流の変位により周波数が増加するにつれて増加し、その実効断面積の減少につながります。 この現象は表面効果または表皮効果と呼ばれます。 周波数が高くなるほど、また導体の直径が大きくなるほど、それはより強く現れます。 損失を減らすために、薄い絶縁導体で作られたより線 - リッツ線 - が使用されます。 30 kHz の周波数で動作するには、それぞれの直径が 0,7 mm を超えてはなりません [3]。 XNUMX ターンの EMF は次の式で計算されます。
ここで、dФ/dt はコイルに結合する磁束の変化率です。 ΔB - 磁気回路内の誘導範囲、T; Sc - 磁気回路の断面積、cm2。 tM - パルス持続時間、s; f - パルス繰り返し周波数、Hz。 磁気回路の窓に収まる巻数は、次の式で求めることができます。
ここで、S0 はウィンドウ面積 cm2 です。 - ワイヤーによる充填係数 (0,25 とします); ieff - 実効電流値。 J は巻線内の電流密度、A/mm2 です。 磁気回路のパラメータを決定するには、巻線の電圧振幅と巻線を流れる電流の実効値の積に等しい条件値を導入します。 パワーの次元があるので、それを条件付きパワーと呼びましょう
この場合は、
変圧器巻線の電流密度 J = 4 A/mm2、磁気回路の誘導範囲 ΔB = 0,3 T を考えてみましょう。(2) から次のようになります。
計算中のトランスに必要な W 型磁気コアは、図に示すように 40 つの PK18x7 から組み立てることができます。 XNUMX。
Sc=8,8cm2、So-14,4cm2、ScS0=126,7cm4の磁気回路が得られます。 XNUMXターンの起電力を求めてみましょう
一次巻線の巻数
変換係数 (Ktr = 21) の倍数で最も近い大きい整数である 3 に等しい値を選択しましょう。 二次巻線の巻き数
電源トランスの一次巻線の電流の形状を図8に示します。 XNUMX。
その磁化成分の振幅は
トランジスタスイッチと一次巻線の最大電流値
一次巻線電流の実効値を正確に計算するには、積分計算を行う必要があります。
正確に計算すると 33,67 A となります。これは、磁化電流を考慮せずに以前に計算した値 (33,3 A) とわずか 1% 異なります。 巻線の断面:
直径0,55mmの絶縁電線をリッツ線で巻く場合、一次巻線は36本、二次巻線は105本の束が必要となります。 リッツ線でトランスを巻くにはある程度の経験が必要です。 まずはリッツ線を用意します。 これを行うには、必要な長さよりわずかに長い距離に8つのフックが固定されており、その役割はドアハンドルによって正常に果たすことができます。 必要な数のワイヤーをフックの間に引っ張ります。 ハンドドリルまたは組紐を使用して、束をねじり、束内のワイヤーが均等に分散されるように、時々わずかに揺さぶります。 完成した止血帯は、幅 10 ～ XNUMX mm の薄い綿布のストリップとわずかに重なるように全長に沿って巻き付けられます。 巻線は、磁気回路のコアの形状に沿った木製のマンドレルにわずかなマージンを持たせて巻かれ、完成したコイルが目的の場所に自由に「設置」されます。 マンドレルには取り外し可能なチークが装備されており、チーク間の距離は磁気回路窓の高さより 2 ～ 3 mm 小さくなります。 巻く前に、キーパーテープの断片がマンドレル上に配置され、その後、完成したコイルを締め付けるために使用されます。 巻線は通常の順序で配置されます：一次、その上 - 二次。 それらの間には、厚さ0,5 mmの電気ボール紙の層である絶縁が必要です。 コイルは磁気回路窓の形状に合わせて成形され、ワニスが含浸されます。 巻線端子には真鍮の先端が取り付けられている必要があります。 リッツ線を埋め込む場合は、構成するすべての線の端が絶縁体を剥がされ、錫メッキされ、先端にしっかりとはんだ付けされていることを確認するように特別な注意を払ってください。 溶接電流フィルタ チョークの計算 チョーク L1 (図 1 および 5 を参照) は溶接電流を平滑化します。 二次電圧パルスの継続中、その中の電流は直線的に増加します。 パルス間の休止中は直線的に減少します。 電流脈動の振幅は、一次近似的には、その平均値、つまり溶接電流には依存しません。 後者の最小値では、インダクタと溶接回路の電流は期間の終わりまでにゼロに低下します。 これはまさに図に示されている状況です。 9.
電流の平均値がさらに減少すると、電流の流れの連続性が損なわれ、期間のある部分では電流がゼロになり、不安定になり、アークが消滅します。 電流曲線と時間軸によって形成される三角形の面積と、同じ軸上に構築された高さicpの長方形の等しい条件から、三角電流の振幅と平均値の関係を見つけます（図の網掛け部分）。 両方の数字の底辺の長さは振動の周期に等しい。 したがって、
最小溶接電流 ist です。 min=5 アーク Ud にわたる電圧降下。 min は 18 V に等しいと考えることができます [6]。 それを考えると
インダクタの最小必要インダクタンスを見つける
インダクタ巻線は最大溶接電流 icv に耐える必要があります。 最大。 トランスと同様に、ウィンドウフィルファクタ k®=0,25 および電流密度 J=4 A/mm2 を考慮して、インダクタ巻線の最大可能巻数を決定します。
磁気コアの断面 Sc と鋼の充填係数 kс がわかれば、磁気コア内の特定の誘導 B によってインダクター巻線の鎖交磁束を決定することができます。
ここに（4）を代入すると、次のようになります。
それを考える
インダクタのインダクタンスを見つける
およびその磁気回路用の製品 SCSo
飽和を避けるために、磁気回路には非磁性ギャップが必要です。これにより、誘導はほぼゼロから W まで変化します。 インダクタの磁気回路が理想的であり、巻線のすべてのアンペアターンが非磁性ギャップに適用されると仮定すると、最後の b、mm の長さを決定します。
そこから
(5)、(6)、(9) から、インダクタの実際のインダクタンスを計算する式が得られます。
溶接電流が最小値よりも大きい場合、インダクタの磁気コア内の磁束脈動の振幅は平均値に比べて重要ではないため、磁気コアは通常、最大誘導が Vm-1 T である電磁鋼製です。 断面を鋼で充填する係数 ks=0,9 を採用すると、(7) から次のようになります。
チョークには、Sckc=25 cm32、So=6,56 cm2、SCSo=16 cm2 の標準テープ磁気回路 ШЛ125х4 を選択します。 式(4)を使用して、ターン数を決定します。
式（8）を使用して、非磁性ギャップの長さを計算します
このギャップは、磁気回路の半分の端の間に取り付けられた厚さ 1 mm の XNUMX つの非磁性ガスケットによって提供されます。 チョーク巻線の断面
ワイヤーは中実であるか、直径147mmの0,55本のワイヤーから組み立てることができます。 式（10）を使用して、結果として得られるインダクタのインダクタンスを確認します
上で計算した最小値を超えています。 変流器の計算 図上。 図１０は、電流フィードバック信号を生成するためのノードの図を示す。
変流器 T2 の一次巻線は直径 8 ～ 10 mm の真鍮ピンで、インバータ出力を電源変圧器 TZ に接続します (図 1)。 制御基板を「貫通」し、そこに設置されているT2トランスの磁気回路の窓をピンが通過します。 磁気コアに巻かれた二次巻線は 2 ターンで構成されているため、変換係数 KT0,1 = XNUMX となります。 インバータの順方向ストローク中、変圧器 T2 の二次巻線の電流は、ダイオード VD2 と、それぞれ 3 オームの 8 つの並列接続された抵抗 R2,2 ～ RXNUMX の分路を流れます。 電流フィードバック信号はシャントから制御ユニットに入り、IIST の急峻な負荷特性を形成し、デバイスを電流過負荷から保護するために使用されます。 逆行程中、変圧器 T2 の二次巻線の電圧の極性は、ダイオード VD2 に対して閉じ、VD1 に対して開きます。 後者は開いており、トランス磁気回路の減磁電流は並列接続された抵抗器 R1、R2 を流れます。 それらの合計抵抗は抵抗器 R3 ～ R8 の抵抗よりも大きいため、磁気回路は逆転ストローク中に消磁する時間が保証されます。 トランスT2のXNUMX次巻線の電流の実効値
変流器の二次巻線の電流密度 J = 5 A/mm2 を考慮して、次の式を使用してワイヤの直径を求めます。
30 kHz の周波数では、直径 0,7 mm を超えるワイヤの使用は推奨されないため、直径 0,55 mm のワイヤ XNUMX 本からリッツ線で巻線を巻きます。 制御回路はほとんど電力を消費しないため、T2 トランスの磁気コアは設計上の理由から選択されます。その主な理由は、一次巻線を形成するピンの直径です。 少なくとも 12 ～ 14 mm の直径を持つ穴を持つリング フェライトが適しています。たとえば、32NM16 フェライトで作られた K8x 2000x1 です。 穴の直径は 16 mm、断面積は 0,64 cm2 です。 一方向磁化の場合、この磁気回路の誘導範囲は 0,1 テスラを超えてはなりません。 この条件が満たされているかどうかを確認してみましょう。
ここで、UVD2 はダイオード VD2 の順方向電圧降下です。 W2 - 二次巻線の巻数。 Sc - 磁気回路の断面図。 R - シャント抵抗 (R3 ～ R8)。 誘導範囲が許容値を超えないため、磁気回路は正しく選択されています。 ガルバニック絶縁の変圧器の計算 図では、 図 11 に、インバータ出力段の IGBT ドライバを制御するパルス整形器の図を示します。 オープンコレクタを備えた DD1 マイクロ回路の 3 つの並列接続された要素は、制御パルスの電力を増幅する役割を果たします。 抵抗 R1 は変圧器 T3 の励磁電流を制限します。変圧器 T2 の消磁回路はコンデンサ C1、ダイオード VDXNUMX、ツェナー ダイオード VDXNUMX によって形成されます。
トランス T1 の二次巻線には、470 オームの抵抗器を介して TTL 素子の入力が負荷されているため (図 4 を参照)、巻線から取得されるパルスの振幅は、約 5 mA の電流で 10 V になるはずです。 。 一次巻線のパルスの振幅は 15 V であるため、必要な変換比の値は 3 です。一次巻線の電流パルスの振幅は次のようになります。
このような低い電流では、巻線の直径を計算する必要はなく、0,1 mmを超えない値が得られます。 設計を考慮して直径0,35mmのワイヤーを選択します。 変圧器T1の条件付き電力
式（3）により、次のようになります。
磁気回路窓の充填率 ko は、巻線間の良好な絶縁を確保する必要性に基づいて 0,05 に等しく設定されます。 トランス T1 には、Sc = 16 cm10、So = 3 cm2000、ScSo = 1 cm0,09 の 2NM0,785 フェライトで作られたリング磁気コア K2x0,07x4 を選択します。 この磁気回路に巻かれたXNUMXターンのEMF：
一次巻線と二次巻線の巻数：
コントロールユニット 制御ユニット (CU) は、ドライバー (図 4 を参照) を介してフォワード シングルエンド インバーターのトランジスタを制御するパルスを生成します。 これらは、パルス幅変調 (PWM) によりパルスのデューティ サイクルを変更することで、溶接に最適な IIST の降下外部負荷特性を形成しながら、溶接電流の設定値を調整して維持します。 説明した制御ユニットは、負荷が急激に変化する条件下で発生する過熱や過負荷から電源とその要素を保護する機能も実装します。 制御ユニットの基礎であるシーメンス TDA4718A PHI コントローラには、スイッチング電源に必要なすべてのアナログおよびデジタル コンポーネントが含まれており、プッシュプル トランス、ハーフブリッジ、ブリッジ、およびシングルサイクルの制御に使用できます。逆方向および正方向のインバーター。 TDA4718A コントローラの内部構造を図に示します。 12.
電圧制御発振器 (VCO) G1 は、その周波数が制御入力の電圧に依存するパルスを生成します。 周波数変化間隔の平均値は、抵抗RTとコンデンサStの値を選択することによって設定されます。 位相弁別器 (PD) UI1 は、VCO を外部パルス源と同期させるために使用されます。 同期が必要ない場合は、この目的のためにマイクロ回路のピン 5 と 14 を接続することにより、最初の入力と同じ VCO パルスが PD の 17 番目の入力に印加されます。 FD 出力は、VCO の制御入力とマイクロ回路のピン XNUMX に接続されます。 外部フィルタコンデンサ Sf が後者に接続されます。 ランプ電圧発生器 (RVG) G2 は VCO パルスによってトリガーされます。 鋸歯状電圧はコンパレータ A1 の反転入力に供給されます。 「のこぎり」の傾きは、コンデンサCRの静電容量とマイクロ回路の出力回路2の電流に依存します。 傾きを制御する機能は、たとえば、供給電圧の不安定性を補償するために使用できます。 各 VCO パルスはシャットダウン トリガー D2 をログ状態に設定します。 出力で 1 になり、トランジスタ VT1 と VT2 が開きます。 ただし、カウントトリガー D1 は VCO パルスの減少に基づいて状態を変更するため、毎回開くことができるのはそのうちの 1 つだけです。 コンパレータ A6 または A2 の出力信号は DXNUMX をリセットし、開いたトランジスタが閉じます。 コンパレータ A1 には 2 つの反転入力と (従来のコンパレータとは異なり) 4 つの非反転入力があります。 反転入力の「のこぎり」の瞬時値が非反転入力に供給される電圧レベルの低い方を超えるとすぐに、コンパレータ出力からの信号がトリガ D1 をリセットします。 したがって、PHI コントローラーの出力におけるパルスの持続時間は、マイクロ回路のピン XNUMX (コンパレーター AXNUMX の非反転入力の XNUMX つ) に印加される電圧によって決まります。 このコンパレータの 15 番目の非反転入力は、コントローラのスロー (「ソフト」) スタート システムで使用されます。 電源投入後、コンデンサ Css は放電され、6 ピンから流れる 1 μA の電流によって充電されます。コンパレータ A1,8 の反転入力のノコギリ波電圧の下限は 1 V です。コンデンサ Css に接続すると、コンパレータの出力にパルスが現れます。 コンデンサが充電されると、その期間が長くなり、それに伴ってトランジスタ VT2、VT4 のオープン状態の期間も長くなります。 コンデンサ Css の電圧がコンパレータの XNUMX 番目の非反転入力に供給される電圧を超えるとすぐに「ソフト」スタートが完了し、パルスの持続時間はマイクロ回路のピン XNUMX の電圧に依存します。 コンパレータ A2 は、コンデンサ Css の電圧を 5 V に制限するようにオンになります。GPG の出力電圧は 5,5 V に達する可能性があるため、「のこぎり」の適切な傾きを設定することで、コントローラの出力トランジスタのオープン状態の最大持続時間。 トリガ D3 の出力の論理レベルが Low (エラーが検出された) の場合、コントローラの出力トランジスタのオープンが禁止され、15 ピンに流れる 2 μA の電流によってコンデンサ Css が放電されます。 しばらくして、コンデンサ Css の電圧がコンパレータ A3 の動作しきい値 (1,5 V) まで低下すると、トリガ D3 が信号を受け取り、出力をハイ レベルに設定します。 ただし、フリップフロップがこの状態になるのは、1 つの R 入力すべてのレベルが High の場合のみです。 この機能により、コントローラーをブロックするすべての理由が解消されるまで、トランジスタ VT2 と VT4 を閉じたままにすることができます。 エラー センサーはコンパレーター A7 ～ A1 と、応答しきい値 10 mA の基準電圧スタビライザー UXNUMX に組み込まれた負荷電流センサーです。 コンパレータ A4 と A5 は、3 番目の入力 (ピン 7) の電圧が基準電圧 6 V よりも高く、1 番目の入力 (ピン 2,5) の電圧が低い場合に、トリガ D7 をエラー状態にする信号を送信します。スタビライザ U10,5 によって生成されます。電圧がマイクロ回路の電源を XNUMX V まで低下させると、コンパレータ AXNUMX がトリガされます。エラーを修正するには、指定されたコンパレータの XNUMX つをトリガするだけで十分です。 コンパレータ A6 は特別な位置を占めます。 インバーター回路の電流を動的に制限するように設計されています。 コンパレータの両方の入力はマイクロ回路の外部ピンに接続され、その出力はトリガ D2 のリセット入力に接続されます。 コンパレータ A6 の動作により、現在開いている出力トランジスタが直ちに閉じられ、「ソフト」スタートなしで次の VCO パルスで通常モードが復元されます (保護動作の原因が除去される場合)。 BUスキームを図13に示します。 XNUMX。
前述した電流センサーのノード (図 10 を参照) と出力パルス整形器 (図 11 を参照) は示されていません。 DA5 PHI コントローラーの 0,5 つの出力のうち XNUMX つだけが制御ユニットで使用されます。 コントローラーはプッシュプルであるため、XNUMX つの出力でのパルスのデューティ サイクルは、いかなる状況でも XNUMX を超えることはありません。これは、シングル サイクル インバーターの通常の動作に必要です。 制御ユニットに電力を供給するには、それぞれ電圧 1 V の変圧器 T1 (図 20 を参照) の 1 つの巻線が使用されます。 巻線 II からの交流電圧はダイオード ブリッジ VD1 に供給され、コンデンサ C1 によって整流および平滑化された負の電圧が安定器 DA15 の入力に供給され、その出力から -3 V の安定化電圧が取り出されて電力が供給されます。ダイオード VD6 ～ VD100 を使用した電圧増倍器が同じ巻線 II に接続されており、アークが燃えていないときに溶接回路に XNUMX V の無調整電圧が供給されます。 変圧器 T1 の巻線 III (図 1 を参照) からの交流電圧は、インパルス ノイズから保護するフィルター L2L3C29C30 を介してダイオード ブリッジ VD26 に供給され、次にダイオード VD27 を介して安定器 DA6 に供給されます。 後者の出力から 15 V の電圧が取り出され、CU マイクロ回路に電力が供給されます。これは DA7 スタビライザの入力としても機能し、その出力からの 5 V 電圧が出力パルス整形器の TTL マイクロ回路に電力を供給します (「図11）。 VD26 ブリッジによって整流された電圧は、分圧器を介して抵抗 R45 ～ R48 と、DA4 コントローラのコンパレータ A5 および A5 の入力に供給されます。 これにより、主電源電圧が許容限度を超えた場合に IIST が確実にブロックされます。 同調抵抗器 R48 を調整することにより、電圧が 205 ～ 242 V の範囲を外れたときに必ず同調抵抗が発生します。コンデンサ C24 および C25 は、インパルス ノイズに対する追加の保護として機能します。 オペアンプ DA2.1 のコンパレータは、「ソフト」スタート コンデンサ C26 の電圧をコントローラのピン 10 の基準電圧と比較します。 コントローラが動作状態にある場合、コンデンサの電圧は標準電圧 (2,5 V) より大きく、オペアンプ DA2.1 の出力からの負の電圧トランジスタ VT3 が閉じ、LED HL1 が点灯します (図を参照)。 1) 点灯しない。 それ以外の場合、コンパレータ DA2.1 は、抵抗 R15 とダイオード VD14 を介した正のフィードバックのおかげで安定状態になり、出力に正の電圧がかかり、トランジスタ VT3 が開きます。 点灯した LED HL1 (図 1 を参照) は、主電源電圧が許容範囲外であるために IIST が動作を停止したことを示します。 IIST がネットワークに接続された瞬間、オペアンプ DA2.2 のノードはオペアンプ DA2.1 の非反転入力に到達する負のパルスを生成し、過渡現象が完了するまでアラームのトリガーを禁止します。プロセスとインバータの「ソフト」スタート。 DA10 スタビライザーの出力の 8 V の電圧は、トリミング抵抗 R62 で設定されます。 電圧は、並列接続された 55 つの抵抗 R57 ～ R7 を介してこのスタビライザーの入力に供給されます。 それらの両端の電圧降下は、スタビライザーとその負荷によって消費される電流に比例します。 その値が約 4.2 mA 未満の場合、オペアンプ DA30 の出力の電圧は負になり、DA31 PHI のピン 4 の電圧が (ダイオード VD5、VDXNUMX のおかげで) ゼロに減少します。コントローラーと後者をブロックします。 このようにして、リモート コントロール パネルの IIST への接続が制御され、溶接機の作業場から溶接電流を調整できるようになります。 リモコンが接続されていない場合や故障している場合、可変抵抗器 R5 (図 10 参照) をオフにすることによる 2 V 回路の消費電流の 1 mA の減少は、リモコンの消費電流では補償されません。制御が行われ、保護がトリガーされます。 デバイスの動作をよりよく理解するために、スイッチ S1 が図に示されています。 制御盤の外側にあるリレーの接点を条件付きで交換し、IIST を遠隔制御に切り替えます。 電流センサー (図 10 を参照) の出力からフィルター R43C21 を通った電圧は、DA8 コントローラーのピン 5 (コンパレーター A6 の入力の 9 つ) に供給されます。 コンパレータの 38 番目の入力 (ピン 40) には、抵抗分割器 R1,7R45 から XNUMX V の電圧が供給され、インバータ トランジスタの電流が XNUMX A を超えると、動的電流保護がトリガされます。 電流保護ストレージユニットは DA3.4 オペアンプに組み込まれています。 分圧器 R25VD19R26 は、約 50 A のインバータ パワー トランジスタの電流に対応する応答しきい値を設定します。この値を超えない限り、ダイオード VD21 は開き、オペアンプ DA3.4 の反転入力の電圧は低くなります。 .15 であり、コンデンサ C20 は閾値に等しい。 ダイオード VD24 と VDXNUMX は閉じており、ドライブは IIST の動作に影響を与えません。 しきい値を超えると、オペアンプ DA3.4 の出力で負のパルスが生成され、抵抗 R34 を通じてコンデンサ C16 が部分的に放電されます。 パルス幅はR32C15回路の時定数に依存します。 電流過負荷が頻繁に発生すると、コンデンサ C16 が放電しすぎて、ダイオード VD24 が開きます。 これにより、DA9 コントローラのピン 5 の電圧が低下し、動的電流保護の応答しきい値が一時的に低下します。 電流保護ユニットに加えて、インバータパワートランジスタの電流センサの出力（図10を参照）からの電圧が溶接電流を調整および安定化するためにシステムに供給されます。 オペアンプ DA3.1 の反転アンプ、回路 VD16C13 および抵抗 R22 を介して、オペアンプ DA3.2 の入力に供給され、ここでモータからの可変抵抗 R2 と代数的に加算されます (図 1 を参照)。 3.2) またはリモコン。 DA3.3 オペアンプによって増幅された誤差信号は、DA28 オペアンプの反転フォロワ、分圧器 R29R22、およびダイオード VD4 を介して、DA5 コントローラのピン 1 (コンパレータ A17 の入力) に印加されます。 ツェナー ダイオード VD3.2 は、オペアンプ DA10 の出力で正の電圧値を許可せず、負の電圧値を -XNUMX V のレベルで制限します。 トリミング抵抗 R37 を使用して、出力パルスの最小持続時間に対応する 4 V の電圧が DA5 コントローラーのピン 1,8 に設定されます。 トリマー抵抗器 R42 および R44 は、PHI コントローラー パルスの周波数とデューティ サイクルを調整します。 DA4.1 オペアンプのユニットは、溶接電流が 25 ～ 30 A 未満になると、溶接回路の電流の中断を防ぐために自動的に周波数を上げます。 これにより、インダクタンスを小さくすることができ、インダクタL1のサイズと重量を小さくすることができます(図1参照)。 周波数は、ツェナー ダイオード VD23、抵抗 R39、ダイオード VD25 を介して DA5 コントローラーの周波数設定回路に追加電流を供給することによって増加します。 何も対策が講じられない場合、無負荷時（アークが消滅したとき）、変圧器や設備の寄生インダクタンスの影響により、IIST の出力電圧が危険な値まで上昇する可能性があります。 したがって、このモードでは IIST のインバータ部分がオフになり、ダイオード VD1 ～ VD2 の上記乗算器からの「スタンバイ」電圧が抵抗 R3 とダイオード VD6 を介して溶接電極に印加されます。 溶接回路の電圧がツェナー ダイオード VD8 と VD9 の合計安定化電圧を超えている限り、トランジスタ VT1 は開いており、フォトカプラ U1 の LED をバイパスします。 フォトカプラのトランジスタは閉じており、VT2 は開いており、(ダイオード VD13 を介して) DA4 PHI コントローラのピン 5 の電圧をほぼゼロに維持し、後者をブロックします。 溶接電極が閉じると、それらの間の電圧が低下し、その結果、トランジスタ VT1 が閉じて、フォトカプラ U1 の LED に電流が流れるようになります。 その結果、フォトカプラ トランジスタ U1 が開き、トランジスタ VT2 とダイオード VD13 が閉じます。 この状態では、溶接電極間の電圧が再び約 40 V を超えて PHI コントローラが再びロックされるまで、PHI コントローラは通常に動作します。 これは、アークギャップの長さが大幅に増加した結果として、溶接セッションの終了時に発生します。 強制アーク消弧により最大長が制限されるため、同時に IIST の出力電力を過度に増加させる必要がなくなります。 インバータの強力なトランジスタの温度領域は、ヒートシンクに取り付けられた温度/電流コンバータ VK1 を使用して制御されます (図 1 を参照)。 ヒートシンクの温度に比例した電圧が抵抗 R67 から取り出され、4.3 つのコンパレータ (オペアンプ DA4.4 と DA38) に供給されます。 コンデンサ C64 は干渉をフィルタします。 コンパレータの動作閾値は、抵抗分圧器 R69、R71 ～ RXNUMX によって設定されます。 +50 °C の温度に対応するしきい値を超えると、抵抗 R4.4 を介したオペアンプ DA73 の出力からの負の電圧により、トランジスタ VT4 が開きます。 リレー K2 (図 1 を参照) が作動し、ユニットのファンがオンになります。 温度が上昇し続けて +85 °C に達すると、オペアンプ DA4.3 の出力からダイオード VD18 を介して負の電圧が溶接電流制御回路に入り、溶接電流制御回路が 5 A に減少します。熱が除去されると、IIST は通常の動作に自動的に戻ります。 チョーク L1 ～ L3 の磁気コアは、外径 10 mm、初透磁率 1000 ～ 2000 のフェライト リングです。 巻線は、断面積 0,1 mm2 の通常の絶縁設置ワイヤを使用して XNUMX 層で交互に巻かれます。 文学
著者: V.Volodin、オデッサ、ウクライナ
光信号を制御および操作する新しい方法
05.05.2024 プレミアムセネカキーボード
05.05.2024 世界一高い天文台がオープン
04.05.2024
▪ 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ FGA25N120ANTD ▪ HyperCharger X ワイヤレス充電 モバイルバッテリー ▪ Dell XPS 13 Developer Edition ノートパソコン
▪ サイトのセクション 無線コンポーネントのパラメータ、類似物、マーキング。 記事の選択 ▪ 記事 DIY スポット溶接装置。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典 ▪ 記事 HiFi アンプの熱歪み。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典 記事へのコメント： ゲスト とても良い記事、ありがとう。 ビクター 結構！ とても良いプレゼンテーションです！ 機内持ち込みます。 どうもありがとう。
ホームページ | 図書館 | 物品 | サイトマップ | サイトレビュー
www.diagram.com.ua |
他の記事も見る セクション 
科学技術の最新ニュース、新しい電子機器：
このページのすべての言語