家庭用機器に電力を供給するためのコンバータ。スキーム、説明

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家庭用機器に電力を供給するためのコンバーター

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照明ネットワークに電圧がない場合に家庭用機器に電力を供給するためのバックアップコンバータについて読者に説明します。その特徴は、高周波と低周波の XNUMX つの変換ステージの存在であり、これによりデバイスの寸法と重量を大幅に削減することができました。

現在、充電式バッテリーからさまざまな家庭用機器に電力を供給するための強力なコンバータの開発と製造に対する関心が高まっています。これは主に XNUMX つの要因によるものです。まず、最近、国内の多くの地域で一般的になっている、さまざまな種類の電力供給の制限と中断。第二に、コンバータ技術用の特殊な電子部品の工業生産分野における現代の成果です。これらには、まず、本来の制御のしやすさとオン状態での低損失を備えた強力な高速電界効果トランジスタと、実際にはシングルチップコンバータである幅広い統合型 PWM コントローラが含まれます。コントロールユニット。また、最近では、製品範囲とコストの両方の点で、このような基本ベースが平均的なアマチュア無線家に利用可能になったことも重要です。その結果、部品点数が少なく、同時に高いエネルギー特性と性能特性を備えたコンバータデバイスの開発が可能になりました。

このようなコンバータの説明は、Radio [1、2] のページや関連する技術文献 [3、4] に複数回掲載されています。これらのデバイスの特徴は、すべて低い変換周波数 (通常は 50 Hz) で動作することです。これは、交流電源電圧を必要とする電気機器が多数存在するため、コンバータの出力パラメータが家庭用電気ネットワークの周波数特性に対応していることを保証する必要があるためです。たとえば、ネットワーク変圧器やさまざまなタイプの AC モーターを備えたすべての消費者がこれに含まれます。

同時に、低い変換周波数を選択すると、特定の設計と操作上の困難が生じます。つまり、主にデバイス全体の重量とサイズのパラメータを決定する強力な出力トランスの製造と、コンバータの動作中に発生するコンバータの特性「ハム」です。その操作。

さらに、説明されたコンバータには、原則として、接続された負荷の電力または供給バッテリーの放電の程度に応じて出力電圧を安定化するためのユニットが装備されていません。その結果、出力交流電圧の振幅はかなり広い範囲（最大 30 ～ 40%）で変化する可能性がありますが、これは消費者にとって必ずしも好ましい影響をもたらすとは限りません。

上記のすべては、提案されたコンバータの設計を事前に決定しており、既存のデバイスに固有の指摘された欠点を考慮して開発されました。機能的には、コンバータは XNUMX つの主要部分で構成されています。出力整流器を備えた強力な高周波ブーストインバータと、低周波インバータスイッチです。

主な技術的特徴

最大出力、W.....200
蓄電池の入力電源電圧V.....12
全電力範囲にわたる方形出力交流電圧の実効値、V....220 ±3
出力電圧周波数、Hz ..... 50
コンバータ効率、％..... 78
寸法、mm.....200x120x120
重量（バッテリーなし）、kg ..... 3,5

デバイス図を図に示します。高周波インバータは、トランジスタＶＴ１〜ＶＴ４および変圧器Ｔ１を使用するプッシュプルフォワードコンバータの回路に従って作られる。このソリューションの利点には、リップルレベルが低いこと、電流の点でスイッチングトランジスタをより適切に使用できること、ブリッジ回路を使用して組み立てられたコンバータよりも効率が高いことなどが挙げられます。ダンピング素子 VD1、VD1、R4、C1 は、スイッチング時の電圧サージの振幅を低減し、トランジスタの動作を容易にするために使用されます。

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出力における過負荷または短絡からのインバータの保護は、一次電源回路に含まれる電流リレー K1 に基づいています。これは、バッテリーのプラス端子から来る電源線の 1 回または 1 回巻きのコイルの中心に配置された、2 つのグループの閉接点を備えたリードスイッチに基づいて作成されています。同時に、このようなリレーの内部抵抗は非常に小さく、通常モードではコンバータの動作に実質的に影響を与えません。過負荷が発生した場合、リードスイッチ接点が閉じ、対応する保護信号が HF インバータ AXNUMX の制御ユニットに送信されます。電流保護の応答速度はXNUMX～XNUMXmsです。

出力電圧整流器はダイオード VD4 ～ VD7 を使用したブリッジ回路に従って作られており、リップルレベルを低減し、T1 パルストランスの利用率を高めることも可能です。整流された電圧は平滑フィルタL1C5～C7に供給されます。 HF インバータ A1 の制御ユニットの動作に必要な電圧フィードバック信号は、抵抗分圧器 R3 ～ R5 から除去されます。

安定化された DC 電圧は、トランジスタ VT5 ～ VT8 を使用したフルブリッジ回路に従って作られた低周波インバータ整流子に供給されます。スイッチによって生成された主電源周波数の矩形交流電圧がコンバータの負荷に供給されます。スイッチの動作モードは、低周波インバータ A2 の制御ユニットによって決定されます。トランジスタ VT5 ～ VT8 は、残りのコンバータコンポーネントから電気的に絶縁された同一のドライバ A4 ～ A7 によって制御されます。

HF インバータの「心臓部」は、PWM コントローラチップ KR1156EU2 [5] (海外のアナログ - Unitrode の UC3825 [6]) で、電圧で動作する高いスイッチング周波数でプッシュプルスイッチング電源を制御するために特別に設計されています。または現在のフィードバック。

HFインバータA1の制御ユニットのスキームを図2に示します。 XNUMX.

家庭用機器に電力を供給するためのコンバーター

コントローラの内部マスターオシレータの周波数は、外部要素（抵抗R9とコンデンサC9）の定格によって決まり、示された値では約50 kHzです。動作に必要な鋸歯状信号はコンデンサ C9 で生成され、マイクロ回路の RAMP 入力に供給されます。

マイクロ回路内のエラー信号アンプ (USA) の直接入力 IN には、+5 V の基準電源から電圧が供給されます。インバータ出力電圧の一部は、ダイオードブリッジ VD4-VD7 によって整流され、抵抗分圧器 R3- から供給されます。 R5 は USO の反転入力 IN に供給されます。低周波数領域でのデバイスのゲインは、抵抗器 R10、R11 の抵抗値に依存し、100 に等しくなります。コンデンサ C11 は、安定性を高めるために、高周波数領域でのアンプの周波数応答を補正するように設計されています。パルス幅制御システム全体の。

出力制御パルスの幅の変化は、RAMP 入力で動作する鋸歯状電圧コントローラの内部コンパレータとデバイスの出力電圧との比較の結果として発生します。

出力ＯＵＴＡおよびＯＵＴＢから生成された２５ｋＨｚの繰り返し周波数を有する制御パルスは、それぞれトランジスタＶＴ１、ＶＴ２およびＶＴ３、ＶＴ４に供給される。

コンデンサ C10 は、コントローラの「ソフト」スタートアップユニットの動作を決定します。電源がオンになった瞬間に、コンデンサは 9 μA の電流でソースから充電を開始します。充電に伴う SS ピンの電圧の増加により、コントローラの動作サイクルの継続時間がスムーズに増加します。

メインダイアグラム (図 1 を参照) からわかるように、コンバーターが過負荷になった場合、電流リレー K1 が作動し、リードスイッチ K1.1 の接点が閉じます。この場合、サイリスタ VS1 が開き、HL1 の「保護」LED が点灯し、抵抗 R2 の両端に約 8 V の電圧降下が発生します。この電圧はコントローラの SD 入力に印加されるため、コントローラはブロッキングモードになります。 DA1チップの出力OUTA、OUTBはハイインピーダンス状態に切り替えられ、スイッチングトランジスタVT1〜VT4が閉じます。過負荷を解消して装置を動作状態に戻すには、コンバータの電源をしばらくオフにする必要があります。

パラメトリックスタビライザー R12VD8 は、コントローラーの電源電圧を 12 V に制限します。

ドライバ電源ユニット A2 は、図 3 に示す回路に従って作られた低電力パルスコンバータです。 XNUMX.

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マスターオシレータはロジックエレメント DD1.1、DD1.2 上に組み込まれており、約 100 kHz の繰り返し周波数のパルスを生成します。次に、DD4 マイクロ回路のトリガーで作成される 2 による周波数分周器が来ます。

トリガＤＤ２．１、ＤＤ２．２の反転出力およびトリガＤＤ２．２の直接出力からのパルスは、論理素子ＤＤ１．３およびＤＤ１．４に供給される。これらの素子の出力から、約 2.1 kHz の繰り返し周波数で生成された制御パルスがトランジスタ VT2.2 と VT2.2 に供給され、変圧器 T1.3 の一次巻線の電流を切り替えます。

低周波インバータA3のコントロールユニットの図を図4に示します。四。

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マスターオシレータは統合タイマ DA2 上に組み込まれ、標準回路に従って接続されます。生成されるパルスの繰り返し周波数は、要素 C17、R23、R24 によって決定されます。示されている定格は 100 Hz です。ジェネレーターからの信号は 2 による分周器に供給され、DD3.1 トリガーで収集され、パラフェーズ信号整形器として機能します。次に、シェーパから、周波数 50 Hz のパルスが論理要素 DD4.1、DD4.2 に供給され、その出力からトランジスタ VT11、VT12 を介して、ドライバフォトカプラの対応する LED に供給されます ( A4～A7）。

DD3.2 トリガ上に組み立てられたワンショットデバイスは、制御パルス間に一時停止を取得するように設計されています。このような一時停止の存在は、トランジスタブリッジ VT5 ～ VT8 の肩部での貫通電流の発生を防ぐために必要です。形成される一時停止の継続時間は要素 C19、R25、R26 の値によって決まり、図に示されているものの場合、それは約 1 ミリ秒です。

低周波インバータのスイッチングトランジスタVT4〜VT7を制御するドライバA5〜A8は、図5の同一回路に従って作成されます。 XNUMX.

家庭用機器に電力を供給するためのコンバーター

制御信号は、LF インバータ制御ユニットからのガルバニック絶縁を提供するダイオードフォトカプラ U1 を介してドライバに供給されます。次に、トランジスタ VT13 の増幅器の後、信号は相補出力段 VT14～VT15 に送られ、スイッチングトランジスタ VT5 のゲート回路に直接ロードされます。ドライバは、絶縁変圧器 T2 および平滑フィルタ C3 を備えたダイオードブリッジ VD15 を介して、低電力パルスコンバータ A21 から電力を供給されます。回路 R34VD14 は、電界効果トランジスタのゲートの最大電圧を 15 V に制限します。

オリジナルバージョンでは、コンバータは適切なサイズ（200x120x120 mm）の金属ケースに組み込まれています。装置の外観を図に示します。 6.

家庭用機器に電力を供給するためのコンバーター

コンバータのすべての機能コンポーネントは、パワー要素を除き、別個のプリント基板上に組み立てられます。 PWM コントローラのプリント回路基板のレイアウトトポロジには特に注意を払い、入出力回路の導体の近接を避け、可能であれば導体の長さを最小限に抑えるようにしてください。このユニットのプリント基板を両面フォイルグラスファイバーで作成し、片面のフォイルを共通ワイヤとして使用することをお勧めします。

高周波インバータの燃料要素 VT1 ～ VT4、変圧器 T1、コンデンサ C1、C2、減衰要素 VD2、VD3、R1、C3 は、寸法のジュラルミン無垢板で作られたハウジングの後壁に取り付けられています。 120x120mm、厚さ8mm。設置は、断面積10 mm2の銅線（バス）を使用して実行されます。外側の後壁には垂直に配置されたフィンが装備されているため、結果として得られるヒートシンクの有効作業表面積は約600 cm2です。装置の後壁の残りのスペースは、バッテリーとヒューズ FU1 を接続するための端子用に確保されています。トランジスタ VT5 ～ VT8 には小さなヒートシンクが装備されており、それぞれの面積は約 50 mm==2 です。

図に示されている IRFZ34N (VT1 ～ VT4) トランジスタの代わりに、IRFZ44、BUZ11、KP723A、または誘導 n チャネル、最大ドレイン電流が少なくとも 35 A、最大ドレイン-ソース間電圧が 55 A であるその他の MOSFET を使用します。少なくとも 0,04 V、オープンチャネル抵抗が 820 オーム以下であること。 IRF5 (VT8-VT830) トランジスタの代わりに、IRF90、BUZ707、KP1B2、または最大ドレイン電流が少なくとも 400 A、最大ドレイン-ソース間電圧が少なくとも 972 V の他の対応する構造を使用することができます。トランジスタ KT9A ( VT12-VT829) は、任意の文字インデックスを備えた KT315A または複合 KT815 +KTXNUMX と互換性があります。残りのトランジスタの代わりに、適切な構造の低電力バイポーラトランジスタを使用できます。

ダイオード KD226G (VD4-VD7) は KD226D に置き換えることができます。

酸化物コンデンサ C1、C2、C5、C6 - K50-24、K50-27。電流リップルが大きい回路で動作可能。デバイスで使用される残りの酸化物コンデンサは、K50-6、K50-16、K53-14A、無極性 - セラミックコンデンサ (KM-5、KM-6、K10-17 など) です。

スイッチ Q1 - 任意、少なくとも 20 A の定格電流用に設計されています。電流リレー K1 は、応答時間が最短の 1 対の常開接点を備えたリードスイッチ KEM-XNUMX などに基づいて作成されています。リードスイッチは、適切な直径の非磁性材料でできた薄壁の円筒形チューブ内に配置されます。 XNUMX 回または XNUMX 回のターンを含むリレー巻線がチューブ上に巻かれます。正確な回転数はセットアップ中に選択されます。

チョーク L1 は、M28NM フェライト製の磁気コア B2000 をベースに作られています。巻線は、PEV-2 0,9 ワイヤが充填されるまでコイルフレームに巻き付けられます。組み立て時には、磁気回路の部品の間に厚さ0,1 mmの非磁性材料で作られたガスケットが配置されます。このようなチョークのインダクタンスは約 1 mH です。

トランス T1 は、M65NM フェライトから折り畳まれた 40 つのリング磁気コア K6x4000x2 に巻かれています。巻線 I には 6 本の PEV-60 2 導体の 0,35x220 ターンが含まれ、巻線 II には 2 ターンの PEV-0,9 60 ワイヤが含まれます。巻く前に、磁気コアの鋭いエッジを丸くする必要があります。ワインディング II が最初に巻かれ、順番に回されます。次に巻線間絶縁を施し、その上に巻線 I を配置し、漏れインダクタンスを低減するために 5 つのワイヤ (それぞれ 7 導体を 2 つの束) に巻き、磁気コアに沿って均等に配置します。一次巻線には、適切な断面積 (XNUMX ～ XNUMX mmXNUMX) の同軸ケーブルの銅シールド編組から形成された束を使用できます。巻線間の絶縁を確保するために、バンドルは適切な直径の絶縁材料 (たとえば、ポリ塩化ビニル) のチューブ内に配置されます。一次巻線の中点は、一方の半巻線の始まりをもう一方の半巻線の終端に接続することによって得られます。

トランス T2 は、M28NM フェライトで作られた K16x9x2000 リング上に作られています。巻線には、一次 - 2x20、二次 - 20 ターンの PEV-2 0,4 ワイヤが含まれています。まず、T1変圧器と同様に、二次巻線が巻かれ、その上にXNUMX本のワイヤで一次巻線が巻かれます。

一方の半巻きの開始点をもう一方の半巻きの終わりに接続することにより、中間点が得られます。

各 TZ ドライバー電源トランス (20 つを作成する必要があります) は、M12NM フェライトで作られた K6x2000x30 リングに巻かれています。巻線には、一次 - 40 巻、二次 - 2 巻の PEV-0,28 XNUMX ワイヤが含まれています。二次巻線が最初に巻かれます。

コンバータをセットアップするには、出力電流 10 ～ 15 A の 5 ～ 10 V の DC 電圧源が必要です。この目的のために、できれば出力電流過負荷を備えた車のバッテリー充電器を使用できます。保護。コンバーターの高周波部分と低周波部分は個別に調整されます。

デバイスの高周波部分を組み立てた後は、正しく高品質に取り付けられていることを確認する必要があります。次に、可変抵抗器 R4 のモーターを図に従って上部の位置に設定します。電力は、抵抗値 10 オーム、電力 5 W の電流制限抵抗を介してデバイスに供給されます。この場合、無負荷電流は 300 mA を超えてはならず、整流器 VD4 ～ VD7 の出力電圧は 190 ～ 200 V 以内である必要があります。約 4 オームの電流でリードスイッチがトリガーされるように巻数を選択します。その後、電流リレーがデバイスに接続され、バッテリーから電力を供給して高周波部分が調整されます。 VD0,5 ～ VD25 整流器に接続された負荷の電力を 4 W まで徐々に増加させることにより、コンバータの消費電流、出力電圧、および熱動作条件が制御されます。長期間の動作中、ヒートシンクの温度は 7 °C を超えてはなりません。この時点で、デバイスの高周波部分の取り付けは完了したと見なされます。

ドライバ電源ユニットやドライバ自体の調整は不要で、エラーなくインストールできます。低周波インバータの制御ユニットの設定は、トリミング抵抗 R100 でクロックジェネレータの周波数 (23 Hz) を設定し、トリミング抵抗 R1 で出力パルス間の休止時間 (約 26 ms) を設定することで構成されます。コンバータの低周波部分全体を組み立てた後、オシロスコープを使用して抵抗 R10 の出力交流電圧を監視しながら、15 ～ 6 V の定電圧をその入力に (極性を考慮して) 印加します。観測される出力信号は、目に見える歪みがなく、デューティサイクル 2 で対称的な長方形である必要があります。必要に応じて、トリミング抵抗 R26 を使用して、蛇行の半サイクル間の休止期間をさらに調整します。これでコンバータの低周波部の設定は完了です。

次に、高周波部と低周波部を接続し、必要に応じて可変抵抗器R220で出力交流電圧4Vを調整しながらコンバータ全体の性能を全電力範囲にわたって監視します。出力電圧は、実効値 (rms) を示すポインターデバイスを使用して測定する必要があります。

結論として、提案されたデバイスは必要な出力特性に容易に適応できることに注目したいと思います。抵抗分圧器 R3 ～ R5 の分圧係数を選択することで、異なる出力電圧 (たとえば 127 V) を設定することができ、素子 C17、R24 の定格を変更することで、他の出力周波数値を得ることができます。 (たとえば、400 Hz)。

文学

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著者: I.Poley、ユジノサハリンスク

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