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無線電子工学および電気工学の百科事典 経済的な安定剤。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
電圧変換と安定化のさまざまな原理の長所と短所の詳細な分析には立ち入りませんが、この記事の著者は、調整素子としてバイポーラ トランジスタを使用したシンプルで経済的な電圧安定器を開発した経験を共有します。基準電圧源の選択には細心の注意が払われます。この記事では、さまざまな安定剤のテスト結果を表に示し、適切なオプションを選択しやすくしています。 ガルバニ電池またはバッテリによって電力供給され、安定化された電圧を必要とする無線電子デバイスの高効率を達成するには、供給電圧と素子の種類を正しく選択することに加えて、可能な限り長期間の動作を保証する適切で経済的な安定器を選択することが重要です。電源を交換せずにデバイスの動作を停止します。 経済的な（高効率）スタビライザとは、次の 2 つの条件を同時に満たすものです。第 1 に、負荷電流に比べて消費電流が低いこと。次に、制御要素の両端の電圧降下を最小限に抑える必要があります。 文献には、経済的なスタビライザについての記述がよくありますが、その中で著者はスタビライザ自体の消費電流を削減することに焦点を当てており、通常の動作のためには入力電圧が出力電圧を少なくとも 1,5 ～ 2 V。電池で電源を供給する場合、この状況が主な役割を果たします。簡単な計算によると、スタビライザの効率の低下はまさに制御トランジスタでの熱の形でのエネルギー散逸が原因で発生し、これらの損失は電圧降下に正比例することがわかります。 一般に、スタビライザーは調整可能な分圧器であり、トランジスタが調整素子として使用され、その導電率によって制御素子が変化します。 経済的なスタビライザでは、制御要素は最小限の自己消費で調整トランジスタの十分なベース電流を提供する必要があります。この電流は、出力電圧を基準電圧と比較することによって生成されます。基準電圧源 (RVS) を正しく選択することが重要であり、そのパラメータによって安定化係数 (Kt)、電圧温度係数 (VTC)、効率などのスタビライザーの特性が決まります。 安定化トランジスタは、電源電圧がスタビライザの定格出力電圧をわずかに超える最小値まで低下したときに、安定した出力電圧を維持する必要があります。スタビライザーが定格出力電圧を維持できる入力電圧と出力電圧間の最小差も、制御トランジスタの接続図によって異なります[1]。 基準電圧のマイクロパワーソース 最も単純な ION 回路はツェナー ダイオードを使用することで得られ、その選択肢は非常に豊富ですが、実際には、同じタイプのツェナー ダイオードの安定化電圧の広がりと、マイクロパワー デバイスに電力を供給する際の効率の低さにより、困難が生じることがよくあります。 一般に、ツェナー ダイオードは 0,5 ～ 1 mA 未満の電流での動作には適さないと考えられています。これは、適切なツェナー ダイオードの確認と選択に時間を無駄にすることなく、保証された結果を得る必要がある場合に当てはまります。ただし、それらのほとんどはより低い電流で動作でき、数十マイクロアンペアを超えない負荷電流に対して許容可能なパラメータを提供します。 これを検証するには、ツェナー ダイオードのパラメータの依存関係を、ほとんどの参考書で行われているような線形スケールではなく、対数スケールで描くだけで十分です。図では、図１〜３は、示されたスケールでの安定化電流（ＩＣＴ）に対する安定化電圧（ＵＣＴ）および微分抵抗（Ｒｄ）の依存性を示す。
ツェナーダイオードのパラメータは大きなばらつきを特徴とするため、ツェナーダイオードKS133A、KS147A、KS156A、KS168Aの安定化電圧の電流依存性は平均的な特性になります(図1)。 D814 シリーズのツェナー ダイオードの場合、200 ～ 300 μA 未満の電流で特に強い散乱があり、グラフは斜線部分 (図 2) であり、いくつかの特性の一般化に基づいて作成されています (図 XNUMX)。 〜 XNUMX) 各タイプのツェナー ダイオード。テストされたツェナー ダイオードの数が少ないため、より高い精度を主張できる結論を引き出すことはできませんが、いくつかの一般的な傾向は依然として確認できます。 テストの結果、ツェナー ダイオード D808 ～ D811、D813、D814、および D818 シリーズでは、電流が減少すると安定化電圧が最初はわずかに低下しますが、電流が 200 ～ 300 μA 未満になると、一部のサンプルでは安定化電圧が予測できないほど低くなります。 。低電圧ツェナー ダイオード KS133A、KS147A、KS156A の場合、電流が減少すると、安定化電圧は急激に低下することなく単調減少します。 KS133A および KS147A ツェナー ダイオードのグラフ (図 3) は、電流に対する微分抵抗の反比例の依存性を示すほぼ直線です。たとえば、1000 mA から 32 μA に電流を 32 分の 1000 に減らすと、Rd も 10 オームから 10 kオームに XNUMX 倍増加します。 安定化電圧が 5,6 ～ 7 V、電流が 3 mA を超えるツェナー ダイオードは、微分抵抗が低くなります。このようなツェナーダイオードのRdは、電流がある程度まで減少すると急激に増加し、さらに減少すると低電圧のツェナーダイオードのRdとあまり変わりません。 ツェナー ダイオード D814A ～ D814D も高電流では微分抵抗が低くなりますが、200 ～ 300 μA 未満の電流では、一部のツェナー ダイオードの Rd は低電圧のものよりもはるかに大きな値になることがあります。 ツェナー ダイオードのいくつかのコピー (KS510A、KS512A、KS515A、KS518A) を使った実験では、それらのほとんどが最大 3...5 μA までの電流変化の全範囲にわたって良好な安定化特性を備えていることが示されましたが、それらはそれ以上の電圧を安定させるように設計されています。その特徴は、10 µA 未満の電流でノイズ レベルが増加することです。 電圧の温度係数などの ION パラメータは、周囲温度が変化すると局部発振器の周波数のシフトや測定装置の誤差の増加などの不快な現象を引き起こす可能性があるため、過小評価してはなりません。 UCT=5...6,8 V (KS156A、KS168A など) のツェナー ダイオードの TKN は、電流が 100 μA 以下に減少すると負の値にシフトし、-2,5 mV/°C まで増加する可能性があります [2 ]。 D818、KS191シリーズなどの温度補償型ツェナーダイオード1 mA 未満の電流では、負の TKN が増加するため、精度特性が失われます。 D814 シリーズのツェナー ダイオードの中には、温度の低下に伴って安定化電圧が急激に低下するため、低電流モード (0,3 ～ 0,4 mA 未満) での動作に適さないサンプルがあります。他のほとんどのタイプのツェナー ダイオードでは、電流が減少しても TKN はそれほど顕著には変化しませんが、一般的な傾向として TKN は負の値にシフトします。 低電流におけるツェナー ダイオードの特性を分析すると、次の結論を導き出すことができます。ほとんどすべてのタイプのツェナー ダイオードは低電流モードでも十分に適用できますが、それは予備テストを行った後でのみです。この場合、供給電流が減少するにつれて安定化電圧の変化が少なくなるインスタンスを選択する必要があります。 UCT < 7 V のツェナー ダイオード (KS133A、KS139A、KS147A、KS156A、KS168A) は、供給電流を最大数十マイクロアンペアまで低減して ION で使用できます。ツェナー ダイオード KS133A、KS139A、KS147A の安定化係数は電流にほとんど依存しませんが、値は低く (6...10)、安定化電圧は電流の減少に伴って単調に減少し、50 μA の値では 1,5 になることがあります。 ..2...5mAの場合よりも10倍小さくなります。この状況により、電流を変更することで安定化電圧を一定の制限内に調整することが可能になりますが、CCT を増加するには電流を安定させることが望ましいです [3]。 ツェナー ダイオード KS156A および KS168A の安定化係数は、電流が減少すると 8 ～ 15 に減少するため、電流安定化の使用も必要になる場合があります。電流が 50 μA に減少すると、安定化電圧は 1,2 ～ 1,5 倍に減少します。 UCT=7,5...14 V のツェナー ダイオード (D808、D814、D818 シリーズなど) は、パラメータがわずかに低下しますが、最大 0,4...0,5 mA の電流で ION に適用できます。 0,4 mA 未満の値では特性が劣化する可能性がありますが、このタイプのテストされたツェナー ダイオードの半分以上は、電流が 80 ～ 100 μA に減少した場合に許容可能なパラメータを示しました。 特に低電流モードでのツェナー ダイオードの優れた代替品は、可視放射の LED [4] (直接接続で UCT=1,5...2 V) と低電力シリコン トランジスタのベース エミッタ接合 [5-7] です。 (UCT=4..逆ON時は10V)。これらは、より優れた CCT を提供し、安定化電流が 20 μA 未満の場合でも動作でき、低電流モードでの LED の安定化電圧は非常に予測可能です。 ION では、ダイオードとトランジスタの pn 接合だけでなく、電流安定化装置として使用される電界効果トランジスタも使用できます (図 4a)。基準電圧はソース回路の抵抗から除去されます [8]。 10 µA では、この電圧は FET のカットオフ電圧 (UOTC) に等しくなります。電界効果トランジスタに流れる電流値は、ソース回路の抵抗の抵抗値を変えることで選択されます。電界効果トランジスタの主な欠点は、同じバッチ (パッケージ) 内であっても、同じタイプのデバイスのカットオフ電圧が大きく異なることです。そのため、ほとんどの場合、最初にこのパラメータを測定して選択することなしにそれらを使用することは不可能になります。適切なトランジスタ。
UOTCを測定するには、トランジスタのドレインに微小電流計を接続し、抵抗器に並列に電圧計を接続する必要があります(図4b)。可変抵抗器を使用してドレイン電流を 10 μA に設定し、高抵抗電圧計を使用して抵抗器両端 (またはゲートとソース間) の電圧降下を測定します。この電圧はカットオフ電圧と考えることができます。他のデバイスからのワイヤが半田付けされている適切な小型コネクタにトランジスタを挿入すると、トランジスタを選択するのがより便利になります。 図では、図 5 は、いくつかの電界効果トランジスタのドレイン電流に対するソース電圧の依存性を示しています。グラフは、電流が 1 から 150...200 μA に変化するとき、ほとんどのトランジスタのソース電圧の変化はカットオフ電圧の 20...25% 未満であることを示しています。この状況は、概算の計算を行うときに役立つ場合があります。 1 ～ 2 mA 未満の電流での安定化係数は 20 ～ 40 の範囲にあり、電流が減少するにつれてわずかに増加します。 TKN は低電流で正の最大値を持ち、増加とともに減少し、0,1 ～ 3,0 mA を超える電流では負になります [9]。
研究の結果、微小電流 ION として使用するのに最も適したトランジスタは、KP103、KP302、および KP303 シリーズの pn 接合トランジスタであることがわかっています。ほとんどの場合、低電流モードの TKN は +2,5 mV/°C または 0,25%/°C を超えません。絶縁ゲートを備えたトランジスタ (KP305 および KP313 シリーズのトランジスタのみが調査されました) の使用も除外されませんが、その TKN 拡散はより大きくなります。 電界効果トランジスタの電流安定化装置は 6 端子デバイスであるため、追加の抵抗を順次追加することで (図 2a)、基準電圧を高めることができます。ソース回路の抵抗をポテンショメータに置き換え、ゲートのフィードバック電圧を調整することで、UOTC からのトランジスタのソースの電圧を広い範囲で増加させることができますが、値を 3 に制限することをお勧めします。 ...XNUMXUOTC であり、より高い基準電圧を得るには、大きな UOTC を備えた電界効果トランジスタを使用します。これにより、ＴＫＮを向上させることができる。 このような単純な回路を使用する ION の欠点は、出力抵抗が比較的高いことと、正の TKN が増加することです。電流スタビライザと負の TKN を持つツェナー ダイオード (KS50A、KS80A、KS133A、KS139A、KS147A) を組み合わせると、これらのパラメータを改善でき、同時に Kst を 156...168 に増やすことができます (図 6、b)。最低電源電圧は標準電圧より UOTC 分だけ余裕を持って高くする必要がありますので、入力電圧が安定化電圧を大きく超えない場合には、UOTC の小さい電界効果トランジスタを選択することをお勧めします。ゲート回路に可変抵抗を使用し、一定の制限内で安定化電流を変更することにより、ION の基準電圧を調整できます。
電源電圧を「節約」するために、LEDとツェナーダイオードKS119A、KS133A、KS139A、KS147Aが電界効果トランジスタのソース回路の可変抵抗器と並列に接続されています（図6c）。抵抗器の抵抗値は、数百キロオームから数メガオームまであります。電界効果トランジスタのカットオフ電圧は基準 ION 電圧よりわずかに低くなければならないため、U0TC>1 V のより一般的な電界効果トランジスタを使用できます。基準電圧は安定化電流を変更することで小さな制限内で調整できます。 抵抗と並列に接続されたツェナー ダイオードは、トランジスタのソースの電圧を安定させ、ゲートでのフィードバックを悪化させます。したがって、このような接続は、安定化係数が重要ではない低電圧ツェナー ダイオードに対してのみ有効です。 電流安定化装置に基づく ION のパラメータは、追加のバイポーラ トランジスタを使用して改善できます (図 7a)。バイポーラ トランジスタのみを使用するツェナー ダイオードの類似物 [10 ～ 12] とは異なり、このデバイスは部品点数が少なく、低電流モードで良好に動作し、TKN が低くなります。このようなツェナーダイオードアナログの動作電流範囲は電流伝達係数に正比例するため、KT3102、KT3107、KT342などの高い電流伝達係数を備えた低電力シリコンバイポーラトランジスタを使用することをお勧めします。 h21E) トランジスタ VT2 の。バイポーラ トランジスタのベース-エミッタ接合の負の TKN は、電界効果トランジスタの正の TKN を部分的に補償するため、合計 TKN は、低い位置で -0,02...+0,04%/°C の範囲になります。可変抵抗スライダーの調整（p - n 遷移の電界効果トランジスタを使用する場合）。
図では、図 7b は、可変抵抗モーターのさまざまな位置におけるツェナー ダイオード アナログの電流-電圧特性を示しています。ご覧のとおり、デバイスの動作電流範囲は制限されています。最小安定化電流は、ソース回路の抵抗器の抵抗によって決まります (この電流は、基準電圧と等しい電圧降下を生成するのに十分な電流でなければなりません)。抵抗器 R2 の選択された抵抗での最大電流は、電流によって決まります。トランジスタ VT2 の伝達係数 (最大ベース電流、したがってコレクタ電流は抵抗器によって制限されるため、安定化電流が増加すると基準電圧も増加し始めます)。基準電圧が (ソース回路のポテンショメータによって) 2 倍に増加すると、最小および最大の安定化電流も約 2 倍に増加します。この場合、TKN は +0,08%/°C まで増加する可能性があります。 ツェナー ダイオードのアナログの簡略化された計算は、次の順序で実行されます。最小安定化電流を決定し、特定のカットオフ電圧を持つ電界効果トランジスタを選択し、ソース回路の抵抗の抵抗を計算し、最大値を決定します。安定化電流。計算するには、次の比率を使用できます。 最小 > 51H; Uobr min=U0TC + UBE または U0TC=U0br min-0,6 V; Ri=2U0TC/lCT min (Uobp が規制されていない場合); Ri2(Uobp max-0,6V)/lst min (Uobp が調整可能な場合); Iст max=lK max/2=(lБ-h21э)/2=(U0TC/Rи)h21э/2=U0TC·h21э/2Rи. ここで、Ist min は最小安定化電流です。 IH - 最大負荷電流。 Ist max - 最大安定化電流。 lK max - トランジスタ VT2 の最大コレクタ電流。 IB - トランジスタ VT2 のベース電流。 Ri は、ソース回路内の抵抗器の抵抗値です。 Uobp min - 最小基準電圧。 UOTC - トランジスタ VT1 のカットオフ電圧。 UBe - トランジスタ VT2 のベース-エミッタ接合における電圧降下。 h21e - トランジスタ VT2 の静電流伝達係数。 2 - 限界安定化電流付近のパラメータの劣化を考慮した経験的係数。 別のトランジスタを追加することで、ツェナー ダイオード アナログの動作電流範囲を拡張できます (図 8)。大電流を安定させる必要がある場合、このトランジスタは強力であり、ヒートシンク上に取り付けるか、金属ケースに直接取り付けることができます (トランジスタ VT2 と VT3 が同じ構造の場合)。
ツェナー ダイオードの類似品 (図 8) は、特に低電流を安定させる場合に、パラメータの点でほとんどのツェナー ダイオードよりも優れています。利点は、広い範囲内で基準電圧を調整できることです。ツェナー ダイオードの 2 つのトランジスタのアナログを計算する場合、トランジスタ VT4 のパラメータの代わりに、複合トランジスタのパラメータが式に代入されます。抵抗 RXNUMX は、逆コレクタ電流の影響を排除するために使用され、安定化電流の変化の間隔に応じて、数十 kΩ から数百 kΩ の抵抗値を持つことができます。 この回路の欠点は、TKN の予測可能性が低いことであり、これも基準電圧の調整中に変化します。電圧が増加すると、TKN は正の値にシフトします。 たとえば、相補型トランジスタ上に組み立てられたツェナー ダイオードの類似物 (異なる構造を考慮): トランジスタ VT1 - KP103E (UOTC=1 V)、トランジスタ VT2 - KT3102 シリーズ (h21e=320)、トランジスタ VT3 - KT3107 シリーズ ( h21e=190)、R2 =R3=1MOhmは、40μA～3mAの電流で少なくとも5の安定化係数を有しました。基準電圧は 1,5 ～ 2,5 V の範囲で調整されました。この場合、電圧の温度係数は -0,06%/°C から +0,07%/°C まで変化しました。 トランジスタ VT1 KP302B (UOTC = 3,4 V) を備えたツェナー ダイオードの同じ類似品は、100 μA ～ 10 mA の電流で少なくとも 10 の安定化係数を持っていました。基準電圧は 3,9 ～ 7 V の範囲内で調整されました。TKN は -0,01%/°C から +0,02%/°C まで変化しました。 経済安定化装置の回路設計 経済的な安定器開発の基礎は、短絡保護機能を備えた単純な安定器 (図 9) であり、これは 13 年以上にわたってアマチュア無線家の間で人気がありました [XNUMX]。
その動作原理は、出力電圧とツェナー ダイオード VD1 の電圧を比較することに基づいています。トランジスタＶＴ２のベースには基準レベルが供給され、エミッタには出力電圧が供給される。不一致信号はトランジスタ VT2 によって増幅され、ベース VT2 に送信されます。要素 R1、R1、VD2、VT1 は電流安定器を形成するため、安定器の最大出力電流は制限されます。負荷抵抗が減少すると、スタビライザーの出力電流が制限レベル (Ilim) まで増加し、出力電圧が減少します。出力で値が UVD2 - UVD1 または UVD2 - 1 V に低下すると、開いたダイオード VD0,6 がツェナー ダイオード VD2 を分路します。 短絡が発生した場合、トランジスタ VT2 に基づく信号レベルは、直接接続されたダイオード VD2 の pn 接合での電圧降下と等しくなります。これにより、トランジスタ VT2 のコレクタ電流が減少するため、短絡時のスタビライザの出力電流 (lK3) は制限電流よりも小さくなります。 スタビライザーの出力電圧は、比率によって決まります。 Uvyx = UVD1 - UBE VT2 + UVD3、 ここで、UVD1 はツェナー ダイオードの安定化電圧です。 UBE VT2 - トランジスタ VT2 のベース-エミッタ接合における電圧降下。 Uvd3 - 直接接続されたダイオード VD3 の両端の電圧降下。 UBE VT2 = UVD3 = 0,6 V であるため、スタビライザーの出力電圧はツェナー ダイオード VD1 の安定化電圧に等しいと仮定できます。スタビライザーの安定化係数（Kst） Kst \uXNUMXd (ΔUin / ΔUout) (Uout / Uin)、 ここで、ΔUin と ΔUout は、それぞれスタビライザーの入力と出力の電圧増分です。ツェナーダイオード VD1 の Kst とほぼ等しくなります。 スタビライザーの電圧温度係数 (TKN) は、シリコン トランジスタとダイオードの pn 接合の TKN が同じであり、その値が約 -1 mV/°C であるため、ツェナー ダイオード VD2 の TKN とほぼ等しくなります。出力電圧の式から、それらが相互に減算されることが明らかです。 安定器の出力インピーダンス Rout = ΔUout / ΔIN ここで、ΔIНは負荷電流の増分です。主にトランジスタ VT1 のゲインと選択された出力電流制限値 (lorp) に依存します。 スタビライザーの制限電流は抵抗 R2 を選択することによって設定され、その抵抗によって比率が決まります。 R2 = (UVD1-UBE VT2) / IE VT2, ここで、UBEVT2 = 0,6 V、 IE VT2 はトランジスタ VT2 のエミッタ電流であり、トランジスタ VT1 のベース電流 (IB VT1) にほぼ等しくなります。トランジスタ VT1 のベース電流は、式 I×VT1 = I×x/h21×VT1 によってスタビライザーの出力電流に関係します。だから私たちは書くことができます R2 \u1d (UVD0,6-21 V) h1E VTXNUMX / lorp. 電圧降下を最小限に抑えるには、少なくとも (2...3)In の電流 Iorp を選択します。 さまざまなツェナー ダイオードを使用してテストしたスタビライザーの主な特性を表に示します。 1.
すべてのオプションの場合: トランジスタ VT1 - KT3107 シリーズ (h21E = 230)。トランジスタ VT2 - KT3102 シリーズ (h21E = 200);ダイオード VD2、VD3 - KD103A;スタビライザーの消費電流 (負荷なし) は、Uin = 8Uout で 10...2 mA です。 Rout = 2,0 オーム、In = 20 mA; Iorp = 60...70 mA; Ikz = 20 mA; Kst は Uin = 2Uout で決定されました。 最小電圧降下 ΔUmin = Uout - Uout は、次のように決定されます (図 10)。Uin = 2Uout および定格負荷電流 (この場合は 20 mA) でスタビライザーの Uout を測定し、その後、Uin を Uout に減らして、これらの電圧の差は、バッテリーで動作するように設計された経済的なスタビライザーの最も重要なパラメーターです。より厳密なアプローチでは、このパラメータは最小電圧降下とは言えません。この定義はかなり恣意的です。スタビライザ両端の最小電圧降下は、出力電圧の許容低下に依存し、負荷の性質によって異なりますが、ΔUmin を測定するための提案された方法は、パラメータを比較できるため、より便利で汎用的です。特定の負荷の要件を考慮せずに、さまざまなスタビライザーの使用を可能にします。
このパラメータは、出力電流制限のレベルとツェナー ダイオードの品質だけでなく、負荷電流にも大きく依存することに注意してください。低電流領域での電圧降下が大きいツェナーダイオード（KS133A、KS139A、KS147A、KS156A）を使用する場合、負荷電流20mA未満でもΔUminを0,6V未満にすることができません。 テーブルから図 1 は、特に低電圧を安定化する場合、スタビライザの特性が非常に平凡であり、ほぼ完全に、単純なパラメトリック スタビライザ (R1VD1) の形式で作成された基準電圧源 (VS) のパラメータに依存することを示しています。 基準電圧が高すぎるように選択されており、スタビライザーの出力電圧と等しいため、Uin が Uout まで減少すると、ツェナー ダイオードを流れる電流が急激に低下し、ツェナー ダイオードの電圧の低下につながります。したがって、出力でも同様です。 従来の方法を使用して選択されたツェナー ダイオード電流は、トランジスタ VT2 のベース電流と負荷電流の両方に比べて不当に大きいため、スタビライザーの効率は非常に低くなります。 スタビライザの特性を改善するには、まず基準電圧と消費電流を低減して ION パラメータを改善する必要があります。さらに、Kst を改善するには、ツェナー ダイオードの供給電流を安定化する必要があります。ダイオード VD1 の電圧降下を増やすことで、ツェナー ダイオード VD3 の基準電圧を下げることができます。シリコン ダイオードの代わりに、直接接続時の電圧降下が約 102 V の AL1,7 シリーズなどの LED を使用する必要があります。ここで、スタビライザの Uout は基準値よりも約 1,1 V 高くなります。低電圧ツェナー ダイオードまたはスタビライザの使用は、スタビライザのパラメータを悪化させるため望ましくありません。ツェナー ダイオード VD1 を流れる電流を安定させるには、抵抗 R1 の代わりに電界効果トランジスタを使用できます (図 6b を参照)。 Uin = Uout のとき、電流スタビライザの両端の電圧降下は 1,1 V であるため、小さな値の ΔUmin を得るには、電界効果トランジスタの Uots < 0.V5 V が必要です。この要件は、ほとんどのトランジスタの選択を複雑にします。適切なタイプの電界効果トランジスタは Uots > 1 V を持っています (この問題はネットワーク電源では実際には存在しません)。 低電力シリコン ダイオードを AL102 シリーズ LED と直列に接続すると、パラメータがわずかに低下しますが、最大 1,2 V の Uot で電界効果トランジスタを使用できます。この場合、スタビライザの TKN は負の方向にシフトします。値は約 2 mV/°C ずつ変化し、出力電圧の式は次の形式になります。 Uout = UVD1 + 1,7V。 ツェナー ダイオード VD1 の供給電流を減らしてスタビライザを確実に起動するには、別のダイオードをダイオード VD2 と直列に接続する必要があります。これは、1 mA 未満の電流では、ダイオード VD2 の両端の電圧降下 (スイッチをオンにした瞬間または短絡を解消した後) がトランジスタ VT2 のベース-エミッタ間電圧よりも小さい可能性があるためです。それを開けてスタビライザーを始動するには（特に低温の場合）必要があります。短絡電流が高すぎることが判明した場合は、これらのダイオードの 9 つをゲルマニウム ダイオード (D10、DZXNUMX シリーズなど) に置き換えることができます。 電界効果トランジスタKP303B（Uots = 0.B4 V）に電流安定器を備えた安定器の改良版は、1つの電流値lVDXNUMXで異なるタイプのツェナーダイオードを使用してテストされました。以下の結果が得られました。 Kst = 50...100; ΔUmin は IH = 0,14 mA で 20 V 以下、IH = 0,20 mA では 30 V 以下。ルート = 2,0 オーム;アイコン消費量 (無負荷) 0,7 mA 以下。 Uin = 2Uout での Isk は 50 mA 以下です (ダイオード VD2 および VD3 - KD103A および Iogr = 65...100 mA)。 ツェナーダイオードを流れる電流のさまざまな値での出力電圧と抵抗器の抵抗値（R1は電界効果トランジスタのソース回路の抵抗器です）を表に示します。 2.
低電圧ツェナー ダイオード KS119A、KS133A、KS139A、KS147A および LED では、電流安定器を使用する必要があります (図 6、c を参照)。ここでは、Uots > 1 V のより一般的な電界効果トランジスタを使用できます (Uots は、最小電流でのツェナー ダイオード VD1 の安定化電圧よりわずかに低い必要があります)。 上記のツェナー ダイオードを使用したスタビライザーのパラメーターは前のものとほぼ同じですが、TKN は 2...3 mV/°C だけ正の値にシフトします。 より高い電圧にツェナー ダイオードを使用することは、Kst と ΔUmin が劣化するため現実的ではありません。 妥協案として、オプションを組み合わせて使用することもできます (図 11)。フィードバックを改善するために、ツェナー ダイオード VD1 の選択された電流で、トランジスタ VT1 の両端に 1 V の電圧降下が生じるような抵抗値の抵抗 R0,5 がトランジスタ VT1 のソース回路に組み込まれています。条件 Uots < UstVD1 +0,3 V。 この回路の欠点は、安定化電流が変化したときの電圧降下が 1 以内である必要があるため、抵抗 R0,3 の抵抗値を一定にして出力電圧を調整する間隔が非常に狭くなることです。 ..0,9V。
負荷電流 60 mA で制限電流 90 ～ 20 mA に設計されたスタビライザのさまざまなバージョンのパラメータを表に示します。 3. 消費電流 (無負荷) - 0,7 mA 以下。 Uin = 2Uout での短絡電流 - 50 mA 以下。抵抗器Ｒ１の抵抗値は、ツェナーダイオードＶＤ１の供給電流に対して２４、１２、３．３ｋオームであり、それぞれ２０、４０、１５０μＡである。 7 つのトランジスタ (図 1,6 を参照) と 2 つのトランジスタ (図 B を参照) 上のツェナー ダイオードの類似物を使用して組み立てられたスタビライザーによって、より広い範囲の出力電圧レギュレーションが提供されます。これらのスタビライザーの最小出力電圧は Uots + 3 V です。最大値 (1,6...XNUMX) Uots + XNUMX V は、TKN の劣化によって制限されます。
ツェナー ダイオード アナログの安定化電流 (Ist) は、抵抗 R1 の抵抗値 (図 7、B を参照) と入力電圧に依存します。スタビライザは、ソース回路の 20 MΩ 可変抵抗器を使用して設定されたさまざまな出力電圧で、さまざまなタイプの電界効果トランジスタを使用し、1,0 mA の負荷電流に対してテストされます。次の結果が得られました (Uin = 2Uout、R1 = 120 kOhm、Ist = 35...70 μA): Iin (負荷なし) 0,6 mA 以下。ルート = 2,0 オーム; Ilim = 60...90 mA。 これまでのところ、R9VD1 イオンの改善のみに関してスタビライザーのオプションが検討されてきましたが (図 1 を参照)、「理想的な」ツェナー ダイオードを使用したとしても 200 を超える Kst を達成することはできないことに注意する必要があります。 ...300 番目のイオン - R2VD3 を改善せずに 3。改善する最も簡単な方法は、トランジスタ VT12 に追加の増幅段を使用することです (図 200)。これにより、抵抗とトランジスタという 500 つの部品を追加するだけで、Kst を 3 ～ 3 以内にすることができます。抵抗器 R0,6 の抵抗値は、比率 R4 = 4/lVD4 から決定されます。ここで、lVD5 はツェナー ダイオード VD10 の選択された電流であり、トランジスタ VT3 の最大ベース電流より少なくとも 3 ～ 3 倍大きくなければなりません ( IB VT21)。最大ベース電流は次の式で決まります。 IB VT1 = Iк vтз/h2Э = UVD21/R3・h3Э、ここで IKVT1 はトランジスタ VT1 の最大コレクタ電流です。 UVDXNUMX - ツェナー ダイオード VDXNUMX の電圧。
基準電圧源 R1VD1 では、1,5 V から約 Uout - 0,7 V までの UCT を備えた任意のツェナー ダイオードおよびスタビスタを使用できます (Ust - Uout/2 が望ましい)。低電力、低電圧の安定器では、可視発光ダイオード (VD1) を使用すると最高の安定化係数が得られます。 電圧安定器の温度係数は主に、トランジスタ VT3 とツェナー ダイオード VD4 の TKN の代数和 (符号を考慮して) によって決まります。トランジスタのベース・エミッタ接合のTKNは負の値(約-2,0mV/℃)となるため、TKNが正のツェナーダイオード(D814、KS510Aシリーズなど)を使用する場合、スタビライザのTKNはツェナーダイオードよりも小さいです。低電力で経済的なスタビライザーを構築するために、負の TKN を備えた低電圧ツェナー ダイオードを使用することは、スタビライザーの負の合計 TKN が増加し、場合によっては最大 -6,0 mV/°C に達するため、望ましくありません。電流 0 mA (KS3,0A、KS156A、KS162A、D170 シリーズなど) を超え 818 mA 未満で TKN が約 0,1 のほとんどのツェナー ダイオードでは、負の TKN が増加することに注意してください。 オープンフィードバックを備えた 1 つのトランジスタ上でツェナー ダイオードの類似物を使用することにより (この場合、スタビライザーのすべてのカスケードを通じて閉じられます)、ツェナー ダイオードを使用する場合でも、スタビライザーのほぼすべてのパラメーターを改善することができます。 Kst が低い VD13 (図 3)。スタビライザーの出力電圧は、抵抗 R4 によって Uotc vt0,6 + 2 ～ 3...4 Uotc vtXNUMX の範囲で調整できます。 VT13 トランジスタ - KP3A (Uotc = 4 V) および AL302A LED (VD1,96) を使用する、可変抵抗器 R102 モーター (さまざまな出力電圧値) のさまざまな位置でのスタビライザーのさまざまなバージョンの主要パラメータ (図 1) 、表に示します。 6. KT3107 シリーズ (VT1) のトランジスタの代わりに、KT200V トランジスタ (h837E = 21) がより強力なバージョンのスタビライザー (負荷電流 120 mA) に使用されます。ツェナー ダイオード電流 VD1 (IVD1) は、UBX = 2Uout で測定されました。
VD3 ダイオードの代わりにツェナー ダイオードのトランジスタ アナログを使用しても (図 9 を参照)、R1VD1 ION を改善するために上記の推奨事項を同時に使用することが排除されません。電流スタビライザを使用して ION に電力を供給する場合、KS1000ZZA ツェナー ダイオードを使用しても約 1 の Kst を得ることができます。この場合、安定化電流を調整したり、ツェナー ダイオード VD1 の電圧を変更したりする必要はありません。これは、安定化回路の出力電圧にほとんど影響を与えないからです。 このタイプのスタビライザの自己励起を防ぐには、多くの場合、スタビライザの出力に数十マイクロファラッドの容量を持つ酸化物コンデンサと約 0,1 μF のセラミックコンデンサを組み込むだけで十分です。これでは不十分な場合は、数百ピコファラッドから数十ナノファラッドの容量を持つコンデンサをトランジスタ VT3 のベース端子とコレクタ端子の間に接続します (図 13) (必要な最小容量はスタビライザの電力に依存します)。 周囲温度の変化に伴う出力電圧の変動は、電源電圧の変化に伴う変動よりはるかに大きいため、TKN を大幅に改善しない限り、バッテリー駆動のスタビライザーの CT はほとんど推奨されません。ネットワーク電源では、安定した電圧リップルを最小限に抑える必要がある場合、大きな CCT を備えた回路を使用することが許可されます。 1500 つのトランジスタを備えたツェナー ダイオードの類似品を使用すると、安定化係数を 3000 ～ 14 まで増やすことができます (図 XNUMX)。
このようなスタビライザのいくつかのパラメータは、負荷電流 20 mA、制限電流 70 ～ 90 mA でテストされたものを表に示します。 7。
消費電流 - 0,6 mA以下、Rout。 - 約 0,1 オーム、ΔUmin - 0,14 V 以下。 スタビライザーの TKN (図 14) は、ほぼ完全にツェナー ダイオード アナログの TKN に依存し、-1,5 mV/°C に達することがあります。カットオフ電圧が低い電界効果トランジスタを使用すると、TKN がわずかに改善されます。基準電圧が UOTC に対して増加すると (ソース回路のポテンショメータによって)、ツェナー ダイオード アナログの TKN は正の値に向かってシフトします。抵抗器Ｒ４とＲ５の合計抵抗を増加させて電界効果トランジスタＶＴ５を流れる電流を減少させても、同じ結果が得られる。 ツェナー ダイオード VD6 の電流安定化 (図 6、b または 1、c を参照) により、5000 を超える安定化係数を得ることができます。 高い電流伝達係数を備えたトランジスタがない場合、特に強力なスタビライザでは、複合制御トランジスタが使用されます。図では、図 15 は、これらのオプションの XNUMX つを示しています。複合調整トランジスタを備えたスタビライザーには XNUMX つの特徴があります。負荷電流がない場合、負荷によって消費される電流は無視できます。最大に近い負荷電流では、以前に修正されたスタビライザーの消費電流とほとんど変わりません。
たとえば、調整トランジスタ KT837V (h21E = 120) を備えた強力なスタビライザーのバリエーション: Kst = = 300...500、Rout。 = 0,1オーム、 うアウト。 = 6,4 V、Ilim = 1,9 A;アイドル時の入力電圧が 12 V の場合、消費電流は 300 μA 以下です。負荷電流が 1,0 A の場合、消費電流は 30 mA に増加します。 制限電流が 80 mA (Kst = 500...700、Rout = 1 Ohm) の低電力スタビライザーのバリアントで、アイドル時の消費電力は 60 μA 以下です。負荷電流が 25 mA の場合、消費電流は 400 μA に増加します。テーブル内図６は、２つのスタビライザオプションの他のパラメータを示している。
これは、効率を高め、他のパラメータを改善するために、基礎として採用されるスタビライザーを最新化するためのすべてのオプションを制限するものではありません（図 9 を参照）。特に、場合によっては、ΔUmin を減らすために、XNUMX つの調整トランジスタの代わりに、ベース回路内の電流等化抵抗を備えたいくつかのトランジスタの並列接続を使用することが有用です。マイクロカレント ION を使用すると、他のタイプのスタビライザーも正常にアップグレードできます。この記事に記載されているスタビライザーの特性表は最適な計算の例ではなく、ツェナー ダイオードと電界効果トランジスタのパラメーターには大きなばらつきがあるため、繰り返した場合の結果が完全に一致することを保証するものではありません。これらの表は、安定剤の開発における一般的な傾向を分析するのに役立ち、安定剤を選択する際の基礎として役立ちます。 主要パラメータを簡単に比較できるよう、さまざまなスタビライザー オプションが 20 mA の負荷電流向けに設計されています。同じ理由で、ほとんどのパラメータは UBX = 2U 出力で測定されました。必要に応じて、スタビライザーを別の負荷電流に変換できます。たとえば、表で。図6と8は、負荷電流2,5、200mA、および0,5Aの安定器を構築するためのパラメータを示しています。この記事に記載されている回路図は非常に普遍的なものであるため、表と同様に、要素に関する特定の情報が含まれていない可能性があります。 。この場合、それらは記事に含まれる一般規則と推奨事項に基づいて、独立して選択または計算されます。
高温時、または逆コレクタ電流が増加したトランジスタを使用する場合にスタビライザの性能を向上させるには、調整トランジスタのエミッタとベースの間に数単位から数十キロオームの抵抗を有する抵抗を接続することをお勧めします。スタビライザーの力。 この記事では経済的であると主張するスタビライザーについて説明しているにもかかわらず、具体的な効率値はどこにも記載されていません。このパラメータは入力電圧と出力電圧の特定の比率に依存し、大きく変化し、バッテリーの端子電圧が増加するにつれて増加するためです。細胞の数が減少します。 文学
著者: V.アンドレーエフ、トリアッティ
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