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無線電子工学および電気工学の百科事典 反転スイッチをタッチします。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / アマチュア無線デザイナー 多くの場合、少なくともプロトタイプで具体化された特定の回路を製造するとき、その実際の動作と記述の対応を評価するときに、少なくとも XNUMX つの論理的な選択肢が生じます。 1. この計画は機能せず、何らかの理由で実行不可能として拒否されました。 2.計画はすぐに機能し、研究は実行されませんでした。 Z. 回路は動作しませんでしたが、このテーマに関する回路設計を注意深く検討し、建設的な検討を行い、モードを注意深く測定し、無線要素を合理的に選択し、必要な調整を行った後、動作し始めました。 最初のオプションは分析する価値がほとんどありません。 XNUMX 番目のオプションは、良い結果が得られましたが、落とし穴がある可能性があります。 7 番目のオプションについて詳しく説明します。これは最初は最も労働集約的ですが、実践で示されているように [11, XNUMX]、将来的には回路の信頼性の高い動作が得られます。 例として、シンプル (図 1) で優れた概念スキームの開発を考えてみましょう [8]。
「スタッド」回路（再現性の良さを意味する単純さですぐに注目を集めました）のため、1 枚のプリント基板が作成され、その上に説明に従って新しい無線素子が取り付けられました。 しかし、「カーネーション」は安定して動作することを望みませんでした。 初期（4 ～ XNUMX 日間通電されていない状態が続いた後）センサーを長期間保持する必要があったか、（一見しただけでは）不明瞭な理由でトランジスタ VTXNUMX ～ VTXNUMX が故障し始め、それらはボードごとに異なっていました。 。 他のタイプのトランジスタ、SCR も基板に取り付けられ、基板は「熟成」するためにしばらく放置されましたが、これは良い結果をもたらしませんでした。 このタイプのタッチ スイッチの必要性が定期的に発生したため、「スタッド」に基づいて、電池で駆動される回路と交流で駆動される回路の両方で同等に機能する経済的な統合センサーの回路を開発するというアイデアが生まれました。ネットワーク、およびネットワークの有無にかかわらずガルバニック結合を使用します。 「カーネーション」回路の理論的研究の結果、十分な未実現リソースがあることがわかりました。 KT315 のような「フォーク」トランジスタを能動素子として使用し、(再現性を向上させるために) 任意の文字インデックスを使用し、事前の選択を行わずに使用することが決定されました。 感度リソース (図 2) は、抵抗 R1 の抵抗を 1 MOhm に減らし、抵抗 R1 の抵抗を 2 MOhm (場合によっては除外) に増やすことによって増加しました。センサーパッドからの分圧器を形成し(図8を参照)、入力電圧レベルを約1分の1に低下させます。 これを補うために、回路[10]では電流ゲインが大きい増幅素子(KT8)を使用していますが、実用的ではありません。
実際の設計では、接続ワイヤ ([8] R2 の導入で説明されているように) に誘発される干渉の影響を最小限に抑えるために、シールド線を使用した最小限の長さの導体を使用してセンサを回路に接続することをお勧めします。 静的モード [10]では、KT315の最大電圧e-b、b-cが指定されていないため、センサー回路の動作の信頼性を高めるために、ダイオードVD1の代わりに決定が行われました（ちなみに、そのタイプは、タイプVD2と同様に、 [8] には指定されていません) KS168 タイプのツェナー ダイオードを同じ方向に接続して取り付けます。 これはすでに 1 つの機能を実行しているはずです。順方向では、信号の負の半波に対しては通常のダイオードのように動作し、制御回路を介した逆電圧の影響から VT5 ユニットの接合部を保護します。正の半波の場合、制御電圧半波の最大値をその安定化の電圧レベルで正規化するリミッター（サプレッサー）として機能する必要があります。 入力段における同じ欠点がセンサー回路にも存在します [XNUMX]。 回路の開発過程（図1参照）において、回路が非通電状態（3～4日）になると、何らかの理由でセンサーを長押ししても動作しないことに気づきました。ただし、ブレッドボード上の VT1 バッテリーの端子を指で閉じると、ボード (アクティブ要素が十分に増幅されていることを示します) がトリガーされます。 その後、回路は 2 ～ 2 日間正常に動作しますが、同じ期間非通電状態になると、再びこの現象が発生し、同様に解消されます。 この現象の理由は C2 の電気的フォーミングにあるとの仮説が生じました。CXNUMX が初めて十分に充電される (したがって形成される) とすぐに、回路は (端子の短絡による) 短期間の放電の後でも安定して動作します。 ）CXNUMXの。 電源電圧がオンになったときに C3 (図 2 を参照) の初期電気整形を強制的に 0,4 V のレベルにするために、分圧器 R2R3 とキー ダイオード VD3 がセンサー回路に導入されます。 この電圧に達すると、VD3 が閉じ、将来的に分圧器はセンサーの動作に影響を与えなくなります。 このソリューションは、大容量酸化物コンデンサに固有の C3 リーク電流をある程度補償し、回路の動作に必要なセンサーのタッチ時間を短縮することで感度も向上します。 オシロスコープC1-33をオープン入力（入力抵抗1MΩ）で測定した結果、センサーを十分に長時間保持すると、コンデンサC3の電圧が最大6.. .8 V です。これが、遷移出力 b-k VT2 が故障している原因である可能性があります。 したがって、トリニスタ レギュレータ [4] で十分に実証されている回路設計と同様の方法で、抵抗 R4 がベース回路に導入されます。 この結果、放電回路C3R4（b-e）VT2の時定数が大幅に増加し、酸化物コンデンサC1の（図3と比較して）小さな容量でさらに長いシャッタースピードが得られるようになりました。 過負荷を排除するために、同じ理由で制限抵抗 R3 と R4 がベース回路 VT5 と VT7 に導入されました。 C3 で実行された電圧測定では、その導入がセンサーのオン/オフのパラメーターに影響を及ぼさないことが示されました。 コンデンサ C3 (図 1 を参照) の目的は説明には示されていません [8]。 動作中の回路での実際の測定では、その存在によりスイッチオンしきい値が約 0,1 V 低下し、スイッチオフ電圧が同量だけ増加し、合計のシャッター速度が 10 ～ 15 秒増加することがわかりました。 このことから、その使用は不適切であると判断されました。 動作中に SCR がオフになり、ネットワークに誘導負荷が存在すると、広範囲の干渉が発生する可能性があります。 したがって、センサー電源の内部高周波抵抗を減らすために、回路にコンデンサ C2 が導入され (図 4 を参照)、電源回路を介して信号回路に侵入する高周波干渉の可能性が減少しました。 VS1 を制御するためのキー (図 1 を参照) として、KT10 タイプの高電圧大出力トランジスタ (940 W!) を使用して、VS1 制御回路に約 55 mA の電流を供給する価値はほとんどありません。オープン状態！ 同じ (図 2 を参照) KT315 を安定した定電圧源に接続し、そこからセンサー回路の残りのトランジスタが電力を受け取ることで完全に対処できます。 これにより、VS1 のスイッチング パラメータが安定することに加えて、VT4 が完全に開いたときの回路内の電流がクエンチング抵抗 R10、R11 の値によって決まるため、制御電極の回路で起こり得る過負荷が排除されます。 [10] によれば、KT315 の最大コレクタ電流は 100 mA であるため、このモードは KTXNUMX にとって非常に安全です。 Ts1 アボメータを使用して制御電極 VS2 (図 4342 を参照) を流れる電流 (電圧ではなく) を測定する過程で、スイッチを入れた瞬間にメーターの針がより大きな値に向かって急激に動くことに気づきました。その後、電流は 4...5 mA のレベルに設定されます (インスタンス VT4 および VS1 に応じて)。 制御電極を流れる電流が負荷の性質の変化に依存することに関する文献情報は見つかっていないため、この現象の原因は非線形負荷、つまり抵抗 NL1 の使用であると考えられました。冷たい状態では、熱い状態よりもはるかに少なくなります。 不安定要因の影響を最小限に抑えるために文献で推奨されている、制御電極とカソード間の抵抗値 (R5 - 図 1、R9 - 図 2、R7 - 図 3、R10 - 図 4、5)回路制御電極の SCR をオンにするパラメータは 1 kΩ を超えてはなりません。
ネットワークから直接センサーに電力を供給することは現実的ではありません (図 1 を参照); 推奨されているように、たとえば、その電力を SCR に並列 (に) 接続する方が良いでしょう [6]。 その電流電圧特性 (図 8) によると、VS1 がオンになった後、VSXNUMX を流れる電流を Ioff 未満の値に減少させることで閉状態に切り替えることができます。 直流装置では、この目的のために、スイッチングコンデンサまたは特殊な直列共振回路が使用され、その再充電電圧または逆起電力がサイリスタに逆方向に短時間印加されると、サイリスタがオフになります。 交流および脈動電流回路では、アノード電流の値が自動的にゼロを通過すると、サイリスタは自動的に閉じます。 この方式はキー振幅制御方式を採用していますが、パルス制御方式に比べ制御消費エネルギーが劣ります。 したがって、今回の場合のように、サイリスタがオープン状態にあるときに制御回路をバイパスすることが最適です。 このような接続により、制御回路の平均消費電流が削減されるだけでなく、当然、R10、R11 での発熱も削減されます (図 2 を参照)。 この場合、ダイオード VD5 は整流の役割を果たしませんが、センサーの DC 電源 (平滑化された C2) と VS1 に供給する脈動電圧源を分離する役割を果たします。 動的モード ダイナミック モードで 9 ～ 10 V DC 電源を使用し、遅延要素 (C2、図 3) をオフにして、ブレッドボード上のセンサー回路の要素の動作をチェックすると便利 (そして安全!) 、回路 VD3 の動作を視覚的に示すインジケーターとして LED を使用します。 このモードでは、回路はセンサー パッド E1 からのピックアップ電圧から制御電圧を生成する回路であるため、回路内で発生するプロセスを観察するためにオシロスコープが使用されます。 センサー部位でのピックアップ電圧の振幅値は 15 V です (もちろん、測定が行われた特定の場所で)。 VT1のベースの電圧は6V（干渉信号のパワーアンプとして機能）、エミッタの電圧は6V、VT2のベースの電圧は約6V（上部の電圧アンプと信号リミッタとして機能） ）、コレクタで - 0,8 V、上記には明確な制限があります。 VT3 コレクタでは、信号のレベルは 8 B で、すでに形成されており (制限され、下から)、出力スイッチ (図 3、4) または制御スイッチ VS1 (図 2、5) に送信する準備ができています。 ）、すべての回路での機能はVT4によって実行され、それに基づく信号電圧は約1,5 Vです。C2（図3を参照）を接続し、その電圧を測定する場合、オシロスコープC1-を使用して実行されます。 33をオープン入力(入力抵抗1MOhm)で接続したところ、約0,8Vの電圧で回路がオンし、0,7Vの電圧でオフになることが分かりました。同じオシロスコープで入力が閉じている場合、遅延容量がオシロスコープの入力容量であるため、回路がオンになります。 ネットワークからガルバニック絶縁された交流でのセンサーの動作をテストするために、Vinnitsa Mayak 工場で製造された電気はんだ付けキット 2.940.005 TU の変圧器が使用されました。 センサー回路は下部コネクタに接続され、交流電圧は約 24 V でした。図 2 の回路のすべての要素は変更されず、ツェナー ダイオード VD10 を介して 11 mA の電流を受け取るための抵抗 R1、R20 のみが残されました。 MLT-0,5 タイプの抵抗 470 オームの抵抗器によって分路されました。 電圧２８Ｖ、電力２０Ｗの白熱灯を負荷として使用した。 回路の動作確認中に、オシロスコープの針プローブからのコモン線が絶縁シェル内で断線し、その事実自体が気づかれずに・・・回路が動作しなくなりました。 センサーに触れるとフラッシュが光るか、ランプが光って最大強度で点滅し、触れるたびにすべてが異なった変化を起こします。 介在物の種類は、接触面積、押す力、座っているか立っているか、左手か右手かなどの接触方法によって影響を受けました。 回路要素が故障することはなくなりました。 オシロスコープを使用してピックアップのカスケード経路をチェックしたところ、信号がどこでも同じであることに気づき、ハウジングに接続されていないことに気付きました。 コモン線をはんだ付けしたところ、回路の機能が完全に回復しました。 私は回路の奇妙な動作の理由を探し始めました。 入力プローブC1-3ZをC2から外しました - 回路は動作し、オシロスコープの共通線を外しました - 動作を停止し、共通線を接続しました - 再び動作しました。 オシロスコープ本体を介して主電源周波数に干渉があることが明らかになりましたが、もちろん自宅作業場では接地されていませんでした。 ネオンランプ付きの位相プローブでオシロスコープ本体の干渉レベルをチェックしました - 少し光ります、デジタルディスプレイ付きの中国の「奇跡の」プローブでチェックしました - 60 V！ 電源を入れた状態で干渉量を確認してみましたが、同じ数値でした！ この電源から DC 電力を供給してセンサー回路をテストしたところ、回路が正常に動作した理由が明らかになりました。 [2] で指定された位相に従って回路 (図 8 を参照) を接続しました。 アップグレードされた「スタッド」は正常に機能しました。 特殊な K145AP2 マイクロ回路 [9、11] を除いて、特に重大な産業用機器、たとえば SVP-3 プログラム セレクター [2] では、ピックアップが制御信号として使用されていません。 どのタイプのセンサーが使用されても（抵抗性、遮断または生成励起用の容量性）、制御信号のレベルは（物理的原理や回路設計の違いにもかかわらず）常に安定していますが、ピックアップからの単純な回路を使用して取得するのは簡単ではありません。主電源周波数の信号。 分析に基づいて、回路を複雑にするのではなく、VT4 ～ VT5 の DC アンプの入力を VT1 ～ VT4 の正極に接続する抵抗センサーを使用して、利用可能なセンサー リソース、つまり高ゲインと安定した電源電圧を使用することにしました。指の皮膚の抵抗と抵抗器 R4、R5 を使用して栄養源を供給します。 統合センサー オプションの図を図 220-1 に示します。 このセンサーは、（記事の冒頭で設定した問題の）どの電源からも同様に機能し、人体は 1 MΩ の抵抗を介して接点の両側に接続されているため、910 V ネットワークで動作する場合には非常に安全です。 。 たとえば、産業用に使用されている単極電圧インジケータ (ネオンランプ付き) タイプ INNXNUMX に含まれる電流制限抵抗の値は XNUMX kOhm に相当します。 変更を加えた結果、「スタンバイ」モードにある回路 (図 4 を参照) は 9 V 電源からわずか 1 mA しか消費しません。 オンモードでは、センサーに触れた後の消費電流は 8 mA です。 取り付けられたトランジスタ VT1 ～ VT4 を選択するために実行することをお勧めする唯一のチェックは、抵抗計を使用して 100 kΩ の制限で接合部を「テスト」することです。 逆方向の遷移の抵抗をチェックするときは、メーターの針がわずかでもずれてはいけません。 調整。 場合によっては、VT1 ～ VT4 のゲインが大きい (および R2 がない) 場合、センサーが電源に接続されると、NL1 がすぐに点灯します。ただし、抵抗計で再チェックしても、制限値 1 MOhm であっても、NL1 はすぐに点灯します。メーターの針が振れることはなく、保守性が高いことを示しています。 この場合は、次のように進めてください。 e-b VT5 の遷移と並行して、アボメータを接続し、電圧計によって 10 ～ 1 V の制限値でオンになります。VT1 が正常に動作している場合、HL1 は消灯するはずです。 HL4342 が再び点灯するまで、アボメータをより高い測定限界に切り替えます。 この後、アボメーターを下限値に切り替えると、ランプが消えるはずです。 この手法を使用すると、アボメータ (著者のバージョン Ts20) には「オープン」入力と 25 ～ 2 kOhm/V 程度の入力抵抗があるため、アボメータを抵抗ストアとして使用できます。 RXNUMX の必要な値を概算すると、回路全体のゲインが低下し、特定の使用されるトランジスタの正確な動作が得られます。 必要に応じて、約10 Wの熱電力が放出されるMLT-11タイプの電流制限抵抗器R2、R2（図4を参照）の代わりに、無効安定器（K73-17のコンデンサ）を取り付けることができます。これにより、整流回路が若干変更されます（図0,22）。
KTs5V ダイオード アセンブリは、図 405 に示す回路から除外されています。 回路内のツェナー ダイオード VD5 は 11 つの機能を実行します。負の半波では整流ダイオードとして機能し、正の半波では安定化電圧レベルでのリミッターとして機能します。 抵抗 R5 は、C1 を充電する際の電流サージを制限する役割を果たします。 SCR VS1 は半波整流器として動作し、NLXNUMX の耐用年数に有益な効果をもたらします。
基板は図2から図6までの回路部品を収容できるように設計されています。 必要なオプションに応じて、適切なコンポーネントがインストールされます。 このスキームで使用されない部品のスペースは、ワイヤー ジャンパーで閉じられるか、空きのままになります。 ジャンパＪＰ０、ＪＰ１、ＪＰ２を回路に取り付けるためのコンタクトパッドの相互接続についても同様である。 文学：
著者: S.A. エルキン
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