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無線電子工学および電気工学の百科事典 スイッチング電源の回路設計。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
スイッチング電源装置 (UPS) は、家庭用および産業用機器での使用が増加しています。 最新の UPS 回路は非常に発達しており、素子数の点ではリニア電源と同等であり、多くの点でリニア電源の性能を上回っています。 220 V の交流電圧 (過負荷または位相不均衡モード) が 160 ～ 280 V のパラメータ範囲にあるネットワークで UPS を動作させると、リニア電源に比べて大きな利点が得られます。 さらに、効率が高いため、ネットワークからのエネルギー消費を大幅に削減できます (これは低所得世帯にとって重要です)。 スイッチング電源は、シングルサイクル電圧コンバータ (OSC) とプッシュプルに分けられます。 次に、シングルエンドコンバータは、ダイオード (RPNO) を逆接続した PN (フライバック) (図 1、a) とダイオード RFNP を直接接続した (順方向)、図 1、b に分割されます。
プッシュプル型は、ハーフブリッジスイッチング回路を備えたPN（図2、a）とブリッジスイッチング回路を備えたPN（図2、b）に分かれます。
[1]で行われた分析によれば、PNの適用範囲は負荷電力に依存し(図3)、PNスイッチング回路は異なります。 輸入された家庭用機器では、素子数が非常に少ないため、フライバック PN 回路がよく見られます。 しかし、この回路が正常に動作するには、ウクライナ市場の幅広い電子部品では入手できない高品質の素子が必要です。 低品質の無線コンポーネントの動作は、多くの UPS インジケータに大きな影響を与えます。
ダイオードを逆接続したシングルエンド電圧コンバータの動作を考えてみましょう。 トランジスタのスイッチがオフになった瞬間にエネルギーが負荷に伝達されるため、これらはフライバックと呼ばれることがよくあります。 図 4 に、最新のフライバック ポンプの簡略図を示します。
期間 t0 ～ t1。 電源電圧 +Ep が印加されるとすぐに、電流が Rogr、RD1、RD2 を流れ、C3 は、Rogr、Rd1、C3、トランジスタ VTk の B-E 接合を通る電流で充電されます (図 5、a)。 トランジスタVTkがt0 t1まで徐々に開き(図5、b)、コレクタ電流IKVTが発生し(図5、c)、+ Ep、Rogr、w1、トランジスタVTkの遷移EB - 接地の経路に沿って流れます。 自己誘導の法則 (巻線上の点の開始点) に従って、w2 に印加された電圧と同じ極性の EMF が巻線 w1 に誘導されます。 自己誘導起電力プラスが VD1、Rb を介して B-E 遷移 VTk に印加されると、トランジスタはさらにロック解除されます。
負荷回路には電流が流れませんのでご注意ください。 コレクタ回路電流 VTk はトランジスタが飽和するまで増加し、w1 のインダクタ電流はゼロから ILmax まで増加し、コレクタ電流が変化して増加する間にインダクタコア L の磁化が発生します。図 6 にヒステリシスループを示します。 磁界の強さは巻線 w1 に流れる電流に正比例するため、Iw1= Hl/w、ここで H は磁界の強さです。 l は磁力線の経路長です。 w が巻き数である場合、インダクタコア内の磁界の強さもゼロから HIm まで徐々に増加します (図 6、曲線 1)。
期間 t1 ～ t2。 トランジスタ VTk が飽和する瞬間（回路の設計上の特徴により、この瞬間はコアの飽和の瞬間と一致しないことに注意してください）、トランジスタ VTk のコレクタ電流は最大値に達します（すべての主要な電流が流れます）。 n-p-n 接合のキャリアが関与します) が変化しません。 w1 では、インダクタ電流も変化しません。これは、w2 では自己誘導起電力が誘導されなくなったことを意味します。 この場合、ＶＴｋはロックされる。 インダクタコア L は減磁を開始し、自己誘導起電力が w3 で極性を反対に変えるため、コアのエネルギーが負荷に伝達されます。 この場合、VD3、Rн、Sphを介してw2に電流が現れます。 EMF の符号が変わったため、w2 には電流が流れなくなり、最終的に VTk が閉じます。 C3 はすでに充電されており、VTk を開くことができません。 減磁電流 Im は t1 t2 にわたって徐々に減少します (図 5d)。 磁場の強度も点 A から点 Br まで徐々に減少します (図 6、曲線 2)。 コンデンサ SF2 が急速に充電され、負荷電流が Rн を流れます。 磁界の強さがゼロに低下するとすぐに、w3 の電流が停止します。コアには磁界誘導 Br の残留値があるため、コアは完全には減磁されません (完全に減磁するには、保磁力 -Hc を適用する必要があります)。プッシュプル ブリッジまたはハーフブリッジ回路では、コアが消磁され、回路の反対側のアームが再磁化されます。Bm (式における誘導の振幅値) は 60 になるため、この特徴はチョークを計算する際に非常に重要です。表の値より -80% 減ります (コアの品質に応じて)。 期間 t2 ～ t3。 インダクタコアが残留値 Br まで消磁されるとすぐに、磁界の強さは変化せずゼロに等しくなりますが、w3 の電流は流れなくなり、w2 の EMF の符号が反対に変わり、VTk が開き始めます。ベース電流に伴ってコレクタ電流 VTk が増加し、w2 を流れる電流の増加により w1 での EMF が増加します。 トランジスタ VTk は飽和するまで開き (図 5、c)、コアが磁化され (図 6、曲線 3)、HIm の点 A で誘導値 BS が対応します。 計算するときは、Bm の代わりに、差 ΔB = Bs - Br、つまり、 コンバータはプライベート ヒステリシス ループで動作します。 したがって、シングルエンド電圧コンバータでは、最小 Br と最大 Bs (狭いヒステリシス ループ) を持つフェライトが使用されます。 同様のループが高周波フェライトにも存在するため、多くの外国企業が変換周波数 0,1 ～ 1 MHz のコンバータを製造しています。 このような周波数でコンバータを動作させるには、高品質の RF 要素 (電力) を使用する必要があります。 オープン状態の継続時間 VTk は、コレクタ電流 Ikmax の振幅、インダクタンス L、電源電圧 Ep によって決まり、出力負荷には依存しないことに注意することが重要です。 閉じた状態の持続時間は負荷に直接依存します。 したがって、PN の XNUMX つの動作モードが区別されます。 第1間欠電流モード 負荷抵抗が低い (ほぼ短絡しており、コンデンサ SF2 には充電する時間がありません)。一方、電圧と電流の脈動が Rн で観察されます。 第 2 連続電流モード 負荷内の電流がリップルなしで流れ、電圧が一定になるように、十分なエネルギーが Sph に蓄積されます。 OP専用の第3モード しかし - アイドルモード。 負荷がわずかであるか完全にオフになると、トランジスタの閉状態の継続時間は増加しますが（消磁電流のゆっくりとした減衰により）、変圧器の磁界に蓄えられたエネルギーは変化しないため、オンの電圧は変化しません。二次巻線、したがって負荷は無限大に増加します。 SF2 は過電圧によって爆発する可能性があるため、このモードは最も危険です。 したがって、いかなる状況でもフライバック電圧コンバータを x.x モードで使用してはなりません。 (例外には、レーザー システム、フォト フラッシュ、高電圧医療記憶装置が含まれます)。 PNフライバックチョークのコア。 コアは主にフェライトでできています。 フェライトは、酸化第二鉄と 2 つ以上の二価金属の酸化物との焼結混合物です [XNUMX]。 フェライトは非常に硬く、脆く、セラミックに似た機械的特性 (主に濃い灰色または黒色) を持っています。 フェライトの密度は金属磁性材料の密度よりも大幅に小さく、4,5 ～ 4,9 g/cm3 です。 フェライトは研磨材を使用して十分に研削および研磨されます。 よく知られた技術を使用してBF-4接着剤で接着できます（サンドペーパーでこすって、ガソリンで脱脂し、接着剤を塗布して少し乾燥させ、フェライトが割れないようにプレスで数時間しっかりと押し付けます）。 。 フェライトは半導体であり、電子伝導性を持っています。 抵抗率 (ブランドに応じて) は 10 ～ 10 の範囲です。10 オーム×cm 表1
強磁性材料の主な特性を表 1 に示します。
最新の軟磁性フェライトは、電磁パラメータと目的が異なるいくつかのグループに分類できます。 フェライトのグレードの指定において、数字は初透磁率の公称値に対応し、最初の文字 H はフェライトが低周波であることを意味し、XNUMX 番目の文字 M はマンガン - 亜鉛フェライト、H はニッケル - 亜鉛を意味します。 文字 HF は、フェライトが高周波で動作するように設計されていることを示します。 グレード 6000NM、4000NM、3000NM、2000NM、1500NM、1000NM のフェライトは、弱磁界と強磁界の両方で最大数百 kHz の周波数で使用されます。 弱い磁場では、温度安定性の要件がそれほど高くない場合に、このグループのフェライトが使用されます。 最初の 0,1 つのグレードのフェライトは、厚さ 0,02 ～ XNUMX mm 以下のシート パーマロイの代わりに磁気コアに使用することをお勧めします。 グレード 2000НМ1、1500НМI、1500НМ2、1500НМ3、1000НМ3、および 700НМ のフェライトは、最大 3 MHz の周波数の弱磁場および中磁場での使用を目的としています。 広い温度範囲にわたって損失が低く、TKµ が低くなります。 広い温度範囲での熱安定性μに対する要求が高まるため、最後の XNUMX つのグレードのフェライトを使用することが望ましいです。 グレード 2000NN、1000NN、600NN、400NN、200NN、100NN のフェライトは、数 MHz までの周波数範囲の弱い磁界で使用されます。 最初の XNUMX グレードのフェライトは、同じμ値のマンガン亜鉛フェライトよりも大幅に劣りますが、安価であるため、安定性と損失の要件が低いさまざまな機器に広く使用されています。 他のフェライトは、回路のコイルや磁気アンテナに広く使用されています。 グレード 150VCh、100VCh、50VCh2、30VCh2、および 20VCh のフェライトは、最大 100 MHz の周波数の弱電界での使用を目的としています。 これらは、広い温度範囲で低損失と低いTKμを特徴とするため、高周波インダクタや携帯ラジオ受信機のアンテナとして最も広く使用されています。 グレード 300НН、200НН2、150НHI、90НН、60НН、55НН、33НН、10ВЧ1 のフェライトは、高磁場での損失が低いことが特徴です。 主な用途は、磁化によって調整可能な回路や磁気変調器の回路のコイルのコアです。 弱い磁場 tgδ および TKµ では、これらのフェライトが HF グループのフェライトよりも大幅に多く存在します。 軟磁性フェライトの基礎データを表2に示します。 SIシステムの変換単位：1Gs～10-4 Tl。 表2
フライバック PN コアは、U 字型または W 字型の磁気コアの形で製造されます (図 7)。
変圧器はチョークとして機能するため、コアの片面を研磨材 (ダイヤモンドヤスリが望ましい) で削ります。 非磁性ギャップは 0,1 ～ 0,3 mm 以内に作成され、組み立て中にボール紙がギャップに挿入されます。 W 型磁気コアの最も一般的な全体寸法を表 3 と図 8 に示します。 表3
フライバックチョークPNの計算 インダクタコアは、飽和に入ることなく必要なピークエネルギーを小さなギャップに蓄え、磁気回路内で許容可能な損失を持たなければなりません。 さらに、許容可能な巻線損失を確保するために、必要な巻数に対応する必要があります。 よく知られている公式 [3] を使用してみましょう。 Pgab = IkUk = 4fwkBmSc10-4イク; （1） イギリス = 4fwkBmSc10-4、（1a） ここで、Rgab は変圧器の総合電力 W です。 Ik - 平均コレクタ電流、A; Uk はインダクタの一次巻線 V に印加される電圧です。 f - 変換周波数、Hz; Bm - 磁場誘導、T (シングルサイクル PN の場合、Bm = Bs - Br は表の値から約 0,7)。 Sc は磁気コアの断面積、cm2 です。 wk は一次巻線の巻数です。 (1) から、一次巻線の巻数は次のようになります。 w1 = 0,25Uk104/(fBmSc). (2) チョークインダクタンス: L = µ0 µr (w1)2 Sc/l、(3) ここで、L-インダクタンス、H; µ0=4π10-7 - 絶対透磁率; µr - 比透磁率。 Sc は磁気回路の断面積、m2 です。 l は磁力線の経路長 m です。 必要なコア断面積を大まかに見積もるには、次の式を使用できます。 Sc = (10...20) (Pn/f)1/2（4） ここで、Pn - 負荷電力、W。 Sc はコアの断面積、cm2 です。 f - 変換周波数、Hz。 式 (2) と (4) を使用し、表 2 のデータを分析することで、コアの全体寸法と一次巻線の巻数がわかります。 二次巻線およびその他の巻線の場合、wн = w1 Uk/Un、ここで Un は負荷両端の電圧です。 界磁巻線 w2 (図 4 参照) の場合、約 5 V の電圧を推奨します。 d = 1,13 (私/j)1/2（5） ここで、d はワイヤの直径、mm です。 I - 巻線の平均電流、A; j は巻線の電流密度 (2,5...5 A/mm2 を推奨) で、内部巻線の電流密度は最も低くなければなりません。 計算を確認するには、各巻線が占める面積を計算して合計してみましょう。次の不等式が満たされる必要があります。 Sok = w1d1 + w2d2 + w3d3 + ... + wndn + hz、(6) ここで、Sok はウィンドウ領域の表の値、cm2 です。 wn 巻線 n の巻き数。 dn - 巻線 n のワイヤの直径。 hz はフレームと巻線間絶縁体の合計の厚さです。 変圧器の巻線が巻かれるフレームは、プラスチックからプレス加工されるか、電気ボール紙から接着されるか、積層されたテキストライト、プレスボード、または電気ボール紙から作られた個々の部品から組み立てられますが、小さい寸法の場合は、任意のボール紙が使用されます。 ボール紙フレームの標準的な製造方法については [4] で詳しく説明されていますが、低電力変圧器の場合、著者は変圧器を製造するための 9 番目の方法を提案しています (図 9)。 1 つのブランクで構成されます。 スリーブはボール紙で作られており（図2、b）、ワークピースの線3を軽く切り、その後平行六面体に丸め、エッジXNUMXを輪郭XNUMXに沿ってティッシュペーパーで接着します。 ブランク (図 9a) は 2 個の量で作成されます。 同時に、コア 1 を切り出し、端に沿って注意深く尖らせた注射針で D0,3 mm の穴を開け、番号を付けます (フレームの上半分に H1、H2、H3、...)。 .、下半分は K1、K2、K3 、...)。 フレームの上半分と下半分をティッシュペーパーでスリーブに接着し、構造を重い物の下に数時間放置します。 フレームへの巻線の巻き付けは、[4] と同様に、Wcontrol、W1、Wload の順序で実行されます (実験的なオプションの場合、Wcontrol が最後になる場合があります)。
組立 フェライトロッドは巻線を巻いた状態でフレームに挿入されます。 まず、厚さ 0,2 mm の正方形のボール紙をコアの XNUMX つに接着して隙間を埋めます。 コアの側面を組み立てた後、コアの周りに銅箔から包帯を作り、伸ばしてはんだ付けします。 キートランジスタの特長 トランジスタ VTk のコレクタの負荷はインダクタンス L を持つチョークであるため、VTk をロックする瞬間に電圧サージがそのコレクタに発生します (図 10、a、曲線 1)。 コレクタ電流の低下はすぐには起こりませんが、コレクタエミッタ接合の少数キャリアの吸収中に起こります（図10b）。 コレクタの電圧は、インダクタンス L とコレクタ - エミッタ接合の静電容量の存在により、正弦波状に変化します。 その結果、VTk は K-E 遷移時に大量のエネルギーを消滅させ、熱に変わります。 したがって、VTk が過熱して故障する可能性があります。 この影響を防ぐために、RCD 回路 (図 3、a) を使用して、コレクタ電流の減少の開始 tc (図 2、a) に対してコレクタ電圧の増加の前部 (曲線 10) に時間遅延 t11 を作成します (図 1)。 .XNUMX）。 VTk がオフになると、インダクタの漏れインダクタンスを流れる電流が VDdf を介してダンピング コンデンサ Sdf を充電します。 VTk のロックを解除した後、Sdf は Rр および K-E VTk を介して放電されます。 この回路は、コレクタ接合によって消費される瞬間電力の任意の小さい値を達成できます [XNUMX]。 しかし、この電力を削減したいという願望は、SDF に蓄積されるエネルギーの増加につながり、それは寄生的なものであり、有効な電力から差し引かれます。
負荷で高電力を使用する場合、コンバータを通常に動作させるには、トランジスタに特別なスイッチング モードを実装する必要があります。 XNUMX つの一時的なプロセスを考えてみましょう。 OEでn-p-nトランジスタをオンにする遷移プロセス正のベース電流のジャンプが入力で指定されている場合 (図 12) [5]。
スイッチオンの初期段階では、コレクタ電流は小さく、b の値は小さく、トランジスタの差動入力抵抗は高くなります。 したがって、ベース電流がエミッタの入力容量を充電し、同時にエミッタの電圧がゼロからトランジスタのオン状態に対応する特定の値 Ueo に変化すると仮定できます。 シリコントランジスタの場合、Ueo = 0,7 V。スイッチオンの最初の段階には遅延時間 t3 があります (図 13b)。 次の段階であるコレクタ電流の上昇では、ベース電流がベースにキャリア電荷を蓄積します。 過渡プロセス中にコレクタ回路に抵抗 Rk がある場合、コレクタ接合の電圧が変化し、バリア容量 Ck が再充電され、過渡プロセスの継続時間が長くなります (図 13、c)。 トランジスタがスイッチング モードで動作する場合、ロック解除ベース電流が入力に供給されます。この電流は、トランジスタの飽和電流 Ibn = Ikn/β よりも大きくなります。 この電流は、ベース内の電子の境界電荷 Qgrn = Ibn τ に対応します。
負のベース電流のパルスによってトランジスタをオフにするプロセス Ib = - Ib2。 時間 t2 (図 13、a) で、ベース電流は値 ΔIb = Ib1+Ib2 だけ急激に減少します。 ベース内の正孔の過剰電荷は 1 つの理由で減少します。2 つは正孔と電子の再結合、もう XNUMX つはベースからベース電極を通って外部回路へ正孔が除去されることです。 同様に、電気的中性により正孔の電荷と数値的に等しい少数キャリアである電子の過剰電荷が減少します。 コレクタ電流の変化は、ある時間 trac (ベース内の過剰電荷が再吸収される時間) の後に始まります。 吸収時間は、ロック解除ベース電流 IbXNUMX が増加すると増加し、ロックベース電流 IbXNUMX が増加すると減少します。 再吸収段階の後には、コレクタ電流の負のフロントの形成段階が続きます。この期間はコレクタ電流の減衰時間 tсп と呼ばれ、これも Ib2 の増加とともに減少します。 ただし、tnr を強制的にオンにして tsp をオフにしても、物理的な制限があることに留意する必要があります。 これらの時間は、ベースを通過する電子の飛行時間よりも短くすることはできません。 文学：
著者: A.V.クラフチェンコ
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