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無線電子工学および電気工学の百科事典 バッテリーの充電/放電装置。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / 充電器、バッテリー、ガルバニ電池 家庭用無線機器にガルバニ電池の代わりに電池を使用すれば、運用コストが数百分の0,06に削減されるはずです。 ただし、これは達成されないことがよくあります。 バッテリーはすぐに容量が減り、メーカーが保証する充放電サイクル数が維持されなくなります。 それを理解してみましょう。 容量が 0,55 ～ XNUMX Ah 以上の密閉型カドミウム ニッケル バッテリーを検討してください。 通常、2 つの電池の電圧では無線機器に電力を供給するのに十分ではなく、10 ～ XNUMX 個の電池を完成させる必要があります。 すべての問題はそこから来るのです。 バッテリー容量は、そのパフォーマンスを決定する主要かつほぼ唯一のパラメーターです。 バッテリーを構成するすべてのバッテリーは、同じ容量と同じ充電状態でなければなりません。 XNUMX 番目の要件は多かれ少なかれ満たされていますが、最初の要件は違反されることがよくあります。 バッテリーケースに表示されている公称容量は、新しく製造されたバッテリーに対するものです (それでもある程度の許容誤差はあります)。 適切に保管すれば、この容量は長期間保存されます。 適切に - これは、特定の気候条件で保管し、定期的に充電することを意味します。 これらはすべて非常に面倒であり、ほとんど実行されません。 その結果、バッテリーの容量が減少し、実際には、それほど大きくはありませんが、公称容量よりも少なくなります。 さらに破壊的なのは、読み書きができないバッテリーの操作です。 文献 [1、2] は、バッテリーの深放電 (電圧 1 V 未満) は許容できないことを示しています。この場合、バッテリーの容量は取り返しのつかないほど失われるからです。 実際には、バッテリーの放電電圧は決して制御されません（放電電圧を制御する装置、著者はアマチュア無線の開発でのみ知りました）。 実際のところ、コントロールをしても状況は救われません。 これを理解するために、例を使用してバッテリーの「寿命」が短くなるプロセスを考えてみましょう。 バッテリーが 1 個のバッテリーで構成されており、そのうち 1,16 個の実際の容量が残りのバッテリーより小さいとします。 放電すると、このバッテリーは他のバッテリーよりも先に 1,16 V の電圧に達します。 放電電圧を制御してもそれに気付かず、放電は継続してしまいます。 「弱い」バッテリーは深放電状態になり、容量がさらに低下します。 その後のサイクルで放電の深さはますます深くなり、最終的には放電がゼロになります。 他の電池の電圧が 6 V を超えている場合も、この事実は認識されず (7xXNUMX = XNUMX)、放電は継続します。 「弱い」バッテリーは、残りのバッテリーとは逆の極性で充電を開始します。つまり、「弱い」極性の反転が発生します。 ことわざにあるように、「他に行くところはない！」 バッテリーの電圧は 7 V になり、放電は停止します。一方、1,16 つのバッテリーのそれぞれの電圧は 1 V、つまり XNUMX V になります。 半分以上空いています。 定格放電電流による電池電圧の放電時間依存性を図XNUMXに示します。
バッテリーがモノブロック (たとえば 7D-0,125) の場合、バッテリーは公称容量のほぼ半分を失い、廃棄してもよいと考えるかもしれません。 しかし、非常に使えるバッテリーが XNUMX 個も搭載されています。 そして、深い放電によって「無害に台無し」になったものは、深く放電することが許可されていない場合は機能し、機能する可能性があります。 そして、これが放電電圧を制御するときです。 そして制御できなければ、状況はさらに悪化します。 充放電装置 実際のバッテリー容量を決定する必要性は否定できません。 しかし、それには多くの時間と手間がかかります。 充放電の過程や時間などを常に監視する必要がある。 充放電装置（CHD）を使えば、こうした煩わしさはすべて解消されます。 実際には、バッテリーの実際の容量を決定するのに費やす時間は何倍も短縮されます。 バッテリーの充電（放電）をオンにすると、UZR を放置して別の作業を行うことができます。 バッテリーが指定された最終電圧に達すると、自動的に充電（放電）が切断されます。 同時に、充電（放電）の持続時間は一定です。 測定結果は都合の良いときにのみ記録されます。 当初、UZR は純粋な充電器として考えられていました。 放電モードは、RCD に含まれるブロックを切り替えるだけで実現できるため、追加のサービス機能として導入されました。 しかし、実践してみると、LRM の主な利点は、さらに、多くの時間を費やすことなく、バッテリの実際の容量を決定できることです。 さらに、SRM の助けを借りて、アキュムレータ間およびアキュムレータ内の両方の接続抵抗の増加などのバッテリの誤動作を簡単に特定できます。 後者の場合、そのような電池は廃棄する必要があります。 UZR を使用すると、0,06 ～ 1 Ah の容量を持つ 5 ～ 220 個のバッテリーを含むバッテリーを充電 (放電) できるだけでなく、バッテリーの実際の容量を XNUMX% 以下の精度で決定できます。 UZR は XNUMX V ネットワークによって電力を供給されます。 SRMの動作原理 USRは個別のブロックで構成されており、それらはすべて充電（図2）と放電（図3）の両方に参加し、相互接続のみが変化します。
1. 安定化された電圧によって電力が供給される、同一の抵抗器 R1R10 のチェーン。 各抵抗は、1 つのバッテリーに対応する「量子」電圧を降下します。 スイッチ SAXNUMX は、充電 (放電) バッテリー内のバッテリーの数に等しい「量子」の数を設定できます。 2. バッテリー分圧器 Rmas、R15 をスケーリングします。 充電時、抵抗器 Rmas の抵抗値は、バッテリあたり 1,35 V をわずかに超える電圧でコンパレータがトリガされるような値になります。 放電時、抵抗 Rmas はコンパレータが 1 V の電圧で動作するような値です。 3. バッテリ電圧を SA1 スイッチからの基準電圧と比較するコンパレータ。 それらが等しい場合、コンパレータがトリガして信号を生成し、その信号が増幅後にリレーに入り、充電（放電）回路がオフになります。 4.タイムカウンター、充電（放電）の持続時間を固定します。 5. 充電 (放電) 電流の不変性を保証する電流安定化 XNUMX 端子ネットワーク。 もちろん電源もあります（図には示されていません）。 SLMの模式図 回路ソリューションは主に要素ベースの存在によって決定されるため、すべての回路ソリューションが最適であるわけではないことをすぐに留保します。 回路は別々のプリント基板上に組み立てられます。 この場合、これは正当化されます。基板の外側に多数の要素が配置されている場合、特に大量の工場生産について話しているわけではないため、XNUMX 個の追加の基板間接続は違いを生じません。 さらに、個別のボード上のブロックの配置は、必要なスイッチングと有機的に組み合わされます。 各ボードの回路図を個別に検討してください。 コンパレータボード コンパレータとしてオペアンプ140UD8Aを使用しました（図4）。 抵抗 R13、R14 はダイオード VD2、VD3 とともに、コンパレータの入力をサージから保護し、コンデンサ C1 とともにインパルス ノイズから保護します。 コンパレータは、主にネットワークから侵入する干渉に対して非常に敏感であり、入力の電圧差が長時間にわたって非常に小さく、数十から偶数単位になる充電（放電）の終了時に特に敏感になります。ミリボルトの。
抵抗 R16、R17 は放電モードで Rmas を形成します (基板ピン 7、10 は短絡されます)。 1 つの抵抗を使用すると、許容誤差 10% の抵抗を使用して、抵抗 Rmas の抵抗値を 29% の精度で選択できます。 抵抗 R11、R11 は、充電時に Rmas を希望の値に補います。 抵抗 R1,35 トリマー、出力はフロント パネルの「スロットの下」です。 実際のところ、バッテリの実際の容量は常に互いに多少異なり、XNUMX Vの電圧（充電されたバッテリで可能な最高電圧）が異なる時点でそれらに形成されます。 完全に充電されたバッテリーは充電を認識しなくなり、バッテリーの端子の分極が始まり、その結果、バッテリーの電圧が数百分のXNUMXボルト上昇します。 端子の極性はバッテリーに悪影響を与えるものではありません [2] が、実際の容量がわずかに異なるバッテリーの充電度を均等にすることができます。 分極電圧は規格化されていないため、充電回路をオフにする電圧は電池 1,36 個あたり 1,4 ～ 29 V の範囲内で経験的に決定する必要があります。 抵抗 R11 を使用すると、抵抗 RXNUMX の範囲全体にわたってこれらの制限を拡張できます。 注意。 端子の脱分極プロセスは 3 ～ 4 時間続きます。この期間の後 (充電終了後)、各バッテリーの電圧は 1,35 V になります。このようなバッテリーは、電圧計を校正するための例示的なセルとして使用できます。世界中。 あなたもテスターをテストして、それがどの程度「嘘をついているか」を知ることができます。 この手順を遅らせず、脱分極プロセスの終了後3〜4時間以内に実行してください。 コンパレータがトリガされると、初期位置にあるコンパレータの出力の正の電位は -7 V に低下します。後続の段は 0 ～ 18 V の範囲内で動作するため、グランド レベルのコンパレータ出力信号は R19 によって制限されます。 VD7回路。 さらに、抵抗 R19 はコンパレータ出力を過負荷から保護します。 ただし、抵抗器 R18、R25 の抵抗値をわずかに増やすことで、このチェーンを省略できます。 でも、終わったことは終わった、やり直したくなかった。 トランジスタ VT1 は電力信号を増幅して、ボードのピン 1 に接続されている HL8 LED を点灯します (図 4 には示されていません)。 コンパレータの状態を示します。 トランジスタ VT2 は、リレーを動作させるために電力信号を増幅する DC アンプです。 リレー タイプ RPS-20、1 巻線、極性、4 つの安定状態があります。 リレーをオンにすると、接点 2、5 が充電 (放電) 回路とバッテリーを接続する位置に設定されます。 コンパレータがトリガーされると、リレーの I 巻線を流れるトランジスタ VT9 の電流によってコンパレータが別の安定状態になり、充電 (放電) 回路がオフになります。 リレーの巻線 I は、リレー接点 16、XNUMX、つまりリレー接点 XNUMX、XNUMX を介してトランジスタに接続されています。 彼女はすぐにエネルギーを失います。 これにより、トランジスタが供給できる動作電圧（最大 XNUMX V）よりもはるかに低い動作電圧のリレーを使用できるようになります。 この場合に発生する巻線の多重電流過負荷は、短期間であることが判明します。 許容できる。 実際のところ、リモートの小型スイッチ（リレーと呼ばれる）はあまり一般的ではなく、希少であり、必要な動作電圧に対応するリレーを入手できるとは限りません。 確かに、メーカーは接点を開いてリレー巻線をオンにすることを禁止しています。これにより、リレーのアーマチュアが中間位置で「ハング」する可能性があります。 コンデンサ C4 を使用すると、この禁止をバイパスでき、接点 5、9 を切断した後、その充電電流が巻線を流れ、アーマチュアの転送が完了します。 ダイオード VD9 は、トランジスタのコレクタにおける負の電圧サージを大幅に低減し、トランジスタを破壊から保護します。 レアリレーの使用方法を以下に説明します。 充電回路が切断されるとバッテリー電圧は低下し、放電回路が切断されるとバッテリー電圧は上昇します。 どちらの場合も、コンパレータは元の状態に戻ります。 従来のリレーを使用すると、自励発振プロセスが発生します。 充電 (放電) 回路ではなくバッテリーを切断しても、状況は保存されず、始動プロセスに新たな困難が加わります。 この問題は、動作レベルに応じてコンパレータ回路にヒステリシスを持たせることで解決できる可能性があります。 これを行うには、コンパレータの出力（マイクロ回路のピン7）とボードのピン6の間の抵抗をオンにするだけで十分です（この抵抗の抵抗は、抵抗R15の抵抗を8〜10倍超える必要があります） ）。 ただし、コンパレータは幅広い入力電圧 (1 ～ 9 V) で動作します。 スイッチ位置 SA1 ごとに独自の抵抗を含むフィードバック回路も切り替える必要があります。 これにより回路が複雑になります。 ただし、RPS-20 リレーは、以下で説明する XNUMX つの従来のリレーと置き換えることができます。 ツェナーダイオードＶＤ８からは、充電（放電）回路がオフになると計時禁止信号が解除される。 接続されており、VT8 トランジスタが閉じている間、コレクタの電圧は低抵抗のリレー巻線を介して接地されているため、ゼロに近くなります。 トランジスタが開き、リレー巻線がオフになると、トランジスタ電流がツェナー ダイオードを流れ、正の禁止信号がタイム カウンタに送信されます。 抵抗 R2 は、リレー巻線がオフになり、トランジスタがロックされたときにこの信号の発行を保証します。 抵抗器が存在しない場合、コレクタ電位は閉じたトランジスタ、ツェナーダイオード、プリント回路基板の漏れ電流によって決定され、予測できなくなります。 トランジスタ VT3 ～ VT6 と付随の素子は、マイクロ回路に電力を供給する -8 V の負の電圧源を形成します。 この電圧の安定化はチェーン R28、VD4 によって実行されます。 タイムカウンター (図5)は24枚の基板に組み立てられています。 176 つのボード上で、メーター自体は家庭用時計の典型的なスキームに従って組み立てられていますが、若干の違いがあります。日周期 (12 時間) は割り当てられていないため、その必要はありません。 カウンタのマスター発振器 (マイクロ回路 0,1IE10) には、水晶発振器の周波数を調整するための要素はありません。これは、必要な計数精度 (3%、つまり 10-4) が水晶発振器の周波数偏差よりもはるかに低いためです ( XNUMX-XNUMX）。
4 番目のパルス (176IE12 マイクロ回路のピン XNUMX) は、時間と分の桁の間のカンマを強調表示するために使用され、これによりカウント プロセスを示すことができます。 LED デジタル インジケーターは見えるようにする必要があるため、別の基板に実装されています (図 6)。
抵抗 R33 ～ R61 (1,6 kOhm) は、インジケータ LED を流れる電流を制限します。 これらの抵抗の値の選択は、超小型回路からの電流をできるだけ少なくすること (出力ごとに 5 mA 以下) と、インジケーターの十分な明るさを確保することという XNUMX つの相反する要件の間の妥協点です。 安定した電流発生器（GST） (図7)。 GTS の要件は非常に厳しいです。 1 ～ 18 V の電圧範囲で動作し、最大 100 mA の電流を安定させる必要があります。 したがって、最小限の数の p-n 接合を備えた最も単純な回路 [3、図 46] が選択され、さらにゲルマニウム トランジスタが使用され、ダイオード回路の抵抗の代わりに、フィールド上に独自の「ローカル」HTS が使用されました。効果トランジスタ[3、図49]。 VT8 トランジスタで消費される電力は非常に小さく、ヒートシンクなしでの発熱は許容値を超えることはありません。 ただし、動作の最初の 10 ～ 20 分間に高い安定化電流が流れると、電流は 20 ～ 30% 増加します。
その後、熱バランスを設定した後、電流は変化しません。 総面積が約150 cm2のラジエーターにトランジスタを取り付けると、熱バランスがより少なくなり、電流の増加は10％を超えません。 前述の欠点の理由は、この GTS は純粋にパラメトリックであり、GTS のパラメータは主にトランジスタのパラメータによって決定されるためです。 そして、ご存知のとおり、これらのパラメータは温度に大きく依存します。 最良の結果は、たとえば、深い負帰還を備えた電圧増幅段を含む HTS から期待できます [3、図 51]。 ご存知のとおり、このような回路では、個々の要素のパラメーターがデバイス全体のパラメーターに与える影響は、増幅段のゲインを K とすると、約 K 分の 63 に減少します。 このような回路をテストしたところ、素晴らしい結果が得られましたが、必要な電圧範囲で動作させることができませんでした。 充電（放電）電流は抵抗器 R 7 で設定でき、ミリ電流計で制御できます (図 XNUMX)。 基板の構成は使用するヒートシンクのサイズと形状に依存するため、GTS のプリント基板と以下に説明する電源の図は示しません。また、回路図は非常に単純です。 。 電源ユニット （図8）はXNUMXつの安定した電圧を生成します。
「+18 V」回路 (コンパレータおよび充電回路用の電源) は、VT9 トランジスタに基づく単純なトランジスタ フィルタによって安定化されます。 「+9V」回路（タイムカウンタ用電源）は、VT11トランジスタによる回路により安定化されています。 この安定器の基準電圧は VT11 トランジスタのベース-エミッタ電圧であり、安定化範囲全体にわたってほとんど変化しません。 チェーン R64、C9 および R66、C12 は、高負荷電流時の出力電圧リップルを大幅に低減します。 トランジスタ VT9 と VT10 には、それぞれ総面積約 40 cm2 のラジエーターが装備されています。 プリント回路基板を図 9 に示します (aa - 基板取り付け用の穴、bb - リレー取り付け用の穴)。
構造と詳細 タイムカウンターボード (RE 4/2000 を参照) と要素の配置を図 10 に示します。
UZR は、厚さ 8 mm の合板 11 枚のパネルに取り付けられ、ネジで固定され (図 XNUMX)、フロントパネルとケースのベースを構成します。
部品の配置を図 12 に示します。コンパレータと電源ボードは底部パネルに配置され、その他はすべて前面にあります。 設置密度が高いため、一時的に切断されたパネル上で実行されます。 各パネルの取り付けは、16 対 8 のワイヤリング ハーネスで接続された 4 ピン コームに減らされます。 最後に、インストールとデバッグ後にパネルが固定されます。 ケースの残りの壁も合板で、側壁の厚さは XNUMX mm、上部と背面の厚さは XNUMX mm です。
フロントパネルへの部品の配置を図13に示します。
ケース外形寸法は290×115×130mm。 スイッチの目的: SA1 - バッテリー内のバッテリー数の選択。 SA2.1 - GTS 入力の切り替え。 SA2.2 - HTS 出力スイッチング; SA2.3 - 放電中の R29、R11 の短絡。 SA2.4 - コンパレータの反転入力を切り替えます。 SA2.5 - コンパレータの直接入力を切り替えます。 スイッチ SA1 - ビスケット、タイプ 11P1H。 抵抗 R1 ～ R10 はスイッチ端子に直接はんだ付けされています。 2 つの 2P4N ビスケットが SA2.1 スイッチに関与しています。 私は 2.2 つの「特別な」方向を SA2.3、SA140、SA8 の方向と並列させました。 これ以上悪くなることはないと思っていました。 もちろん、スイッチは任意のデザインにすることができます。 コンパレータには丸型ケースのオペアンプ1000UD1Aを使用しました。 ピン配置を考慮すれば、ほぼすべてのオペアンプと置き換えることができます。 重要なのは、入力電流が抵抗器 R10 ～ RXNUMX のチェーンを流れる電流より XNUMX 桁 (XNUMX 倍) 小さいことだけです。 トランジスタ VT2 はラジエーターを必要とせず、図 14 の図に従って置き換えることができます。
両方のトランジスタは p-n-p 導電性である必要があり、トランジスタ VT2.1 は任意の電力、VT2.2 - 高電力です。 トランジスタ VT1、VT3 ～ VT6 は任意の適切な導電率を持ちます。 任意の文字インデックスを持つトランジスタ VT7 タイプ KP303A は、任意の文字インデックスを持つ KP302 に置き換えることができます。重要なのは、トランジスタの電流カットオフ電圧が高いほど、この「ローカル」HTS の安定化特性が優れていることを覚えておくことだけです。 トランジスタ VT9 ～ VT11 は KT817 に置き換えることができ、トランジスタ VT8 タイプ GT701A は任意のゲルマニウム、高出力、p-n-p 導電性 (P213、GT905 など) に置き換えることができます。 任意の文字インデックスを持つタイプ KD11 のダイオード VD14 ～ VD105 は、電流 1 A のダイオードと置き換えることができます。タイプ KD10 のダイオード VD223 は、極端な場合には D104 で、任意のシリコンと置き換えることができます。 他のすべてのダイオードはシリコンです。 ツェナー ダイオードも、適切な安定化電圧に応じて任意のものを使用できます。 LED HL 任意。 ALS324A タイプの LED デジタル インジケータは、ALS321A、ALS337A、ALS338A、ALS342A、および文字インデックス A または B の ALS334 または ALS335 と置き換えることができます。それらはすべて共通のカソードを備えており、同じピン配列を持っています。 これらは共通のアノードを備えた同じインジケーターで置き換えることができ、インデックス B または G が付いています。 ピン配列が異なることに注意してください。 +9 V の電圧をインジケーターの共通出力に印加します。 マイクロ回路の出力信号の極性を反対に変更します。つまり、6 つのマイクロ回路 176IEZ および 176IE4 の終端に +9 V の電圧を印加します。 動作電圧 20 V の RPS-4.521.752 リレー (パスポート RS10) は、パスポートの最後の桁 -753、-757、-760、-762 の同じリレー、および RPS と置き換えることができます。 -23 リレー、パスポート PC4.520.021 (彼は同じ暗証番号を持っています)。 リレー型 RPS は、図 15 の図に示すように、従来の XNUMX 台の RPS で置き換えることができます。
「スタート」ボタンが押されると、リレー K2 は接点 K2.1 によってセルフロックされ、同じ接点がリレー K1 をオンにする回路を準備し、接点 K2.2 が充電 (放電) 回路をオンにします。 トランジスタ VT2 が開くと、リレー K1 が作動し、接点 K1.1 がリレー K2 のロックを解除します。 抵抗器 R は重要な役割を果たし、リレー K2 は長時間通電されますが、保持電流が動作電流の 4 ～ 6 分の 2.1 であるため、抵抗器のおかげでリレーを流れる電流が大幅に減少します。 さらに、開いた接点 K2 と閉じたトランジスタ VT18 により、回路内のリレー巻線に電流が流れます。 +1 V、直列接続されたリレー巻線 (巻線 K9 が開いたダイオード VD27 によって分路されている)、抵抗 R8、ツェナーダイオードVD2。 リレー K26 が機能する可能性があります。 ちなみに、この回路では抵抗R4は必要ありません（図XNUMX参照）。 あらゆるタイプのコンデンサ、C1-C3、C8-C12 - セラミック、残りは電解コンデンサです。 許容差が 10% である必要がある R20 ～ R1 を除き、すべての抵抗器の許容差は 10% および 1% です。 何もない場合でも問題ありません。従来のテスターを使用して許容差の大きい抵抗を選択できます。 後者の精度が 5% を超えることはほとんどありませんが、抵抗器の類似性はより高い精度で判断できます。 これらの抵抗器の抵抗値は 510 オームから 30 kオームです。 定格を選択するときは、抵抗を流れる電流がオペアンプ (コンパレータ) の入力電流より少なくとも 1000 倍大きくなければならないことを考慮する必要があることを思い出してください。 GTS 電流を調整する抵抗 R63 についての特別な会話。 このような低抵抗の可変抵抗器 (70 オーム) は通常、巻線されており、エンジンがターンからターンへと移動すると抵抗値が急激に変化します。 高い安定化電流では、この抵抗器の抵抗値は 5 ～ 7 オームになるため、パーセンテージのジャンプが法外になり、必要な精度で電流を設定することが困難になります。 満足のいく抵抗器の外部の兆候はケースの直径であり、4 mm 以上である必要があります。 抵抗値が 63 ～ 3 オームの可変抵抗器を抵抗器 R5 と直列に接続すると、良好な結果が得られます。 このような抵抗器は、60 年前にはラジオ管のフィラメント電流を調整し、フィラメント加減抵抗器と呼ばれていました。 ミリ電流計は最も安価な M4-2 デバイスから使用され、矢印の合計偏向電流は 22,5 mA、フレーム抵抗は 3,3 オームです。 ユニバーサルシャントは、030 および 0 ～ 300 mA の 75 つの測定限界を提供します。 ユニバーサルシャントの利点を思い出してください。測定リミットスイッチの接点の接触抵抗はシャントの一部ではなく、デバイスフレームの抵抗と直列に接続されています。 これにより、スイッチ接点の酸化による接触抵抗の増加に伴う測定誤差が大幅に低減されます。 既存のデバイスのパラメータを決定する場合、GOST によれば、矢印を完全に曲げたときにデバイス フレームの抵抗にかかる電圧は XNUMX mV であることを覚えておくと便利です。 シャント抵抗は、デバイスの端子に直接はんだ付けされています（花びらを通して）。 電源トランスとしては、真空管テレビ「Record 6」の出力フレームスキャンを使用しました。 電力としてはかなり弱く、二次巻線から 0,4 A の電流が流れると、その両端の電圧は 14 V に低下します。それでも、その機能は果たします。 もちろん、より強力であることが望ましいです。 変圧器を自分で作る機会がある場合、その最適なパラメータは、0,3〜0,4 Vの電圧で30〜33 Aの電流を供給できることです。この場合、次に従って電源を組み立てることをお勧めします。図16のスキーム。 これにより、コンパレータボードにローカルの -8 V 電源を供給する必要がなくなります。 変圧器を巻くときは、主巻線と二次巻線とシールドの間に巻きます。 キッチンで作動するコーヒーグラインダーや階段の吹き抜けでの電気溶接からさらに保護しても害はありません。
URMのデバッグ 回路をケースに実装する前に、別のボードでデバッグすることをお勧めします。 また、デバッグが完了するまでは、ケースの製造を開始しないでください。 デバッグ中は「ネイティブ」電源からボードに電力を供給することが望ましいため、デバッグはそこから開始する必要があります。 デバッグとは、バグを見つけて修正することです。 何もない場合、ボードはすぐに動作を開始します。 実際のデバッグは、コンパレータ動作電圧のレベルの設定、ミリ電流計のシャントの選択、GTS 電流を調整するための制限の設定で構成されます。 コンパレータ ボードをデバッグするには、次のことを行う必要があります。
LEDの消灯に着目し、放電モードにおけるコンパレータの電圧を確認します。 バッテリあたり 1 V と異なる場合は、抵抗 R17 を選択し、必要に応じて抵抗 R16 を選択します。 SA1 スイッチのどの位置でも確認できますが、正確には電池 7 ～ 10 個に相当する位置になります。 コンパレータの下限動作レベルを設定した後、上限レベル（充電モードでの動作）を調整するための制限を確認する必要があります。 これを行うには、ボードのピン 7、10 を切断し、一時的に抵抗 R29、R11 を接続します。 抵抗器 R11 のエンジンの極端な位置では、応答電圧は約 1,3 ～ 1,5 V になるはずです。必要に応じて、抵抗器 R9 を選択します。 タイムメーターボードは直ちにワイヤーハーネスに接続し、おおよその長さを決定する必要があります。 タイムカウンターはすぐに動作し始めるはずです。 デジタルインジケーターが正しく配線されていることを確認するには、数字の画像を観察しながら、メーターがオーバーフローするまで作動させてください。 このプロセスを高速化するには、一時的に 1 番目のパルスをカウンタ入力に適用する必要があります。プロセスは 40 時間 XNUMX 分に短縮されます。 HTS をデバッグする前に、HTS を並行してさらにデバッグするために、ユニバーサル ミリ電流計シャントを選択する必要があります。 シャントを構成する抵抗 R69、R70 は逐次近似法により選択されます。 GCT では、最初にダイオード電流 VD10 を設定する必要があります。 これを行うには、図 17 の図に従って GTS をオンにし、テスターをミリ電流計として使用します。
抵抗 R62 を選択して、ダイオード電流を 1,5 ～ 2 mA (ダイオード D223、D104 の場合) または 3,5 ～ 4 mA (他のすべてのタイプの場合) に設定します。 抵抗が 100 オーム未満の場合は、電界効果トランジスタをより大きな電流カットオフを持つ同じものと交換します。 図18のスキームに従ってGTSをオンにします。 抵抗 R63 がトランジスタ電流を 4 ～ 5 ～ 100 mA に設定できることを確認してください。
デバッグの最後の段階では、コンパレータ動作の上位レベルを設定します。 これは、RCD の取り付けが完了し、ハウジング内に配置された後に実行されます。 バッテリー (710 個) を RCD に接続し、13 ～ 15 時間充電する場合、抵抗 R11 は最大抵抗値を持つ必要があります。 この期間の終わりに、抵抗器 R11 の抵抗値は、充電回路がオフになるまで 23 秒の期間で最小限のジャンプで減少し始めます。 これでデバッグは完了したと見なされます。 このデバイスには、次の欠点があります。 1. VT10 トランジスタの加熱により、動作の最初の 20 ～ 8 分間に GTS 電流が増加します。 これは小さな問題です。 「バッテリー容量」という概念が十分に明確ではありません。 この静電容量の値は、充電 (放電) モードに大きく依存します [1、2]。 充電（放電）電流の正規化（公称容量の 0,1、単位は Ah）は、異なる場所で異なる人がパラメータを測定したバッテリーを比較できるように設計されています。 私たちの目標は、同じ容量のバッテリーを特定し、それが公称値とどの程度の比率であるかを特定することです (よく言われるように、「XNUMX 分の XNUMX のもの」)。 一般に受け入れられている条件とは多少異なりますが、同じ充電（放電）条件を確保することが重要です。 たとえば、次のルールに従うことができます。
バッテリーの実際の容量を客観的に判断する必要がある場合は、充電（放電）の開始時に GTS 電流を調整するために 10 ～ 20 分の時間を費やしてください。 2. 放電の終了はバッテリー全体の電圧によって決まります。 実容量が小さいと思われるバッテリーがバッテリーに含まれている場合、深放電が発生する可能性があります。 したがって、このような場合には、「警戒」を怠らず、各バッテリーの電圧を定期的に監視する必要があります。 この欠点は、RCD 内の各バッテリーにコンパレータを設置し、放電の終了が「最も弱い」バッテリーによって決定されるようにそれらを接続することで解消できます。 ただし、この場合、SRM スキームはより複雑になります。 このような SRM の製造は、専門家によって使用される場合にのみ正当化されます。 3. 最終電圧によって充電 (放電) の終了を判断する方法は、アキュムレータ間の接続の抵抗に影響されます。 したがって、電池間の接触状態には注意する必要があります。 ただし、「コインの裏側」もあります。UZR を使用すると、アキュムレータ間接続の抵抗の増加という形でバッテリの故障を簡単に特定できます。 これは、これらの接続にアクセスできないモノブロック バッテリーの場合に特に重要です。 文学：
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