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無線電子工学および電気工学の百科事典 電源: マイクロパワー、ミディアムパワー、ハイパワー。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
初心者も経験豊富なアマチュア無線家も、機器を設計するときに最初に直面する問題は電源の問題です。 この章では、さまざまな主電源 (マイクロ電力、中電力、高電力) について説明します。 電源（以下、PI）を選択および開発する際には、動作条件、負荷特性、安全要件などによって決定される多くの要素を考慮する必要があります。 もちろん、まず第一に、電源の電気パラメータが受電装置の要件に準拠しているかどうかに注意を払う必要があります。
パフォーマンスに影響を与える IP の特性も重要です。
二次電源は無線電子機器の不可欠な部分であるため、特定の要件に厳密に準拠する必要があります。この要件は、機器自体の要件全体と、電源の条件およびこの機器の一部としての動作の両方によって決まります。 。 許容可能な要件の制限を超える IP パラメータは、デバイスの動作に不協和音を引き起こします。 したがって、提案された設計への IP の組み立てを開始する前に、利用可能なすべてのオプションを慎重に分析し、すべての要件と機能を最もよく満たす IP を選択してください。 主電源には主に XNUMX つのタイプがあります。
コンバーター20-400kHz。 リニア電源は、極めてシンプルで信頼性が高く、高周波干渉がないことが特徴です。 コンポーネントの入手性の高さと製造の容易さにより、初心者の無線設計者が繰り返し使用するのに最も魅力的です。 さらに、場合によっては、純粋に経済的な計算も重要です。かなり小型の IP を必要とする最大 500 mA を消費するデバイスでは、リニア IP の使用が明らかに正当化されます。 このようなデバイスには次のようなものがあります。
産業用ネットワークからのガルバニック絶縁を必要としない一部の設計では、クエンチング コンデンサまたは抵抗を介して電力を供給できますが、消費電流は数百 mA に達する可能性があることに注意してください。 リニア電源の使用効率と合理性は、消費電流が 1 A を超えると大幅に低下します。その理由は次のような現象です。
二次パルス電圧コンバータは製造と操作が非常に簡単で、製造の容易さと部品の低コストが特徴です。 消費電流が1～5Aのデバイス、ビデオ監視およびセキュリティシステム用の無停電電源装置、低周波増幅器、ラジオ用の二次パルスコンバータのスキームに従って電源を設計することは、経済的および技術的に正当化されます。ステーション、充電器。 リニアコンバータと比較して二次コンバータの最も優れた特徴は、整流器、フィルタ、コンバータ、安定化器の重量とサイズ特性です。 ただし、干渉レベルが高いという特徴があるため、設計時には電源バス内の高周波成分のシールドと抑制に注意を払う必要があります。 最近、トランスレス入力を備えた高周波コンバータに基づいて構築されたパルス IP が非常に普及してきました。 これらのデバイスは、産業用ネットワーク ~ 110 V / 220 V によって電力供給され、かさばる低周波電源トランスを含まず、電圧は高周波コンバータによって 20 ～ 400 kHz の周波数に変換されます。 このような電源は、リニア電源と比較して質量寸法パラメータが 90 桁優れており、効率は 100% 以上に達します。 パルス高周波コンバータを備えた IP は、これらの電源から電力を供給されるデバイスの多くの特性を大幅に改善し、ほぼすべてのアマチュア無線設計に使用できます。 ただし、それらはかなり高いレベルの複雑さ、電源バス内の高レベルのノイズ、低い信頼性、高コスト、および一部のコンポーネントが利用できないことによって区別されます。 したがって、アマチュア機器で高周波コンバータに基づくパルス IP を使用するには、十分な理由が必要です (産業機器では、ほとんどの場合、これが正当化されます)。 その理由としては、入力電圧が約 300 ～ XNUMX V 以内で変動する可能性があること、あらゆる出力電圧に対して数十ワットから数百キロワットの電力を備えた IP を作成できること、手頃な価格のハイテク ソリューションの出現などが考えられます。 IC やその他の最新のコンポーネントに基づいています。 1. フォトカプラでネットワークからガルバニック絶縁された電源 約 220 V の主電源からガルバニック絶縁されたマイクロパワー IP は、フォトカプラを直列に接続して出力電圧を高めることにより作成できます (図 3.2-1.)。 エネルギー伝達はフォトカプラ内部の一方向の光束によって実行されるため (フォトカプラには発光素子と吸収素子が含まれています)、ネットワークとのガルバニック接続はありません。 0,5 つのフォトカプラでは、0,7 ～ 101 V が AOD302 に割り当てられます。 AOD4 および 102 V - AOT110、AOT0,2 用 (流入 100 mA)。 電圧と電流の必要な値を提供するために、フォトカプラは直列または並列に接続されます。 バッファ蓄積要素として、イオニスタ、バッテリー、または 1000 ～ 0.2 マイクロファラッドの静電容量を使用できます。 LED は破壊を避けるため、25 uF 以下の静電容量を通じて電力が供給されます。 フォトカプラの効率は時間の経過とともに低下することに注意してください (15000 時間の動作で約 XNUMX%)。
2.低消費のマイクロパワースタビライザー 一部のハム設計では、安定化モードでマイクロアンペアを消費するマイクロパワー レギュレータが必要です。 図上。 3.2-4 は、内部消費電流が 10 μA、安定化電流が 100 mA の安定器の回路図を示しています。
図に示されている要素の安定化電圧はUout \u3.4d 1 Vです。これを変更するには、HL522 LEDの代わりに、KD0.7ダイオードを直列にオンにすることができます（各電圧降下は1 Vです：トランジスタVT2、VT0,3 - 30 V）。 このスタビライザー (Uin) の入力電圧は XNUMX V 以下です。最大ゲインのトランジスタを使用する必要があります。 3. カップリングコンデンサを使用した電源 マイクロパワーでは、いわゆる産業用ネットワークへのガルバニック結合を備えた電源です。 カップリングコンデンサは、電源回路内で直列に接続されたシャント抵抗にすぎません。 交流回路に設置されるコンデンサは周波数に応じて抵抗値が変化することが知られており、これを無効性といいます。 絶縁コンデンサの静電容量 (産業用ネットワーク ~ 220 V、50 Hz での用途を想定) は、次の式を使用して計算できます。
たとえば、容量 12 Ah の 1V ニッケルカドミウム電池用の充電器は、分離コンデンサを介して主電源から電力を供給できます。 ニッケルカドミウム電池の場合、充電電流は公称値の 10%、つまり 100% です。 私たちの場合は3mAです。 さらに、5 ～ 18 V 程度のスタビライザ両端の電圧降下を考慮すると、100 mA の動作電流で充電器の入力に約 XNUMX V の電圧を供給する必要があることがわかります。 このデータを代入すると、次のようになります。 最初の式によると：
したがって、1,5 Vの二重動作電圧を持つC \u500d XNUMX μFを選択します（次のタイプのコンデンサを使用できます：MBM、MGBP、MBT）。 カップリングコンデンサを備えた充電器の完全な図を図に示します。 3.2-2. このデバイスは、100V 以下の充電電圧で 15 mA 以下の電流でバッテリーを充電するのに適しています。 トリマー抵抗器 R2 は、充電電圧の必要な値を設定します。 R1 は充電開始時に電流リミッタとして機能し、RXNUMX で生成された電圧が LED に印加されます。 LEDの光りの強さでバッテリーの消耗度合いを判断できます。
この電源 (およびネットワークから電気的に絶縁されていない他の IP) を操作する場合は、安全対策を忘れないでください。 デバイスと充電式バッテリーは常に産業用ネットワークの電位下にあります。 場合によっては、このような制限によりデバイスの通常の動作が不可能になるため、ネットワークから IP を電気的に絶縁する必要があります。 分離コンデンサを備え、産業ネットワークからガルバニック絶縁された低電力電源は、遷移変圧器または磁気始動リレーに基づいて作成でき、それらの動作電圧は 220 V 未満にすることができます。 3.2-3 にそのような電源の概略図を示します。 絶縁コンデンサの静電容量は、変圧器のパラメータを考慮して計算されます（つまり、変圧比がわかったら、まず変圧器の入力に供給する必要がある電圧を計算し、次にそのような電圧が適切であることを確認した後）使用する変圧器に許容されるものであれば、コンデンサのパラメータを計算してください)。 このような電源から発せられる電力は、家のベル、受信機、オーディオ プレーヤーに供給される可能性があります。
4. カップリングコンデンサを使用した電源 マイクロパワーでは、いわゆる産業用ネットワークへのガルバニック結合を備えた電源です。 カップリングコンデンサは、電源回路内で直列に接続されたシャント抵抗にすぎません。 交流回路に設置されるコンデンサは周波数に応じて抵抗値が変化することが知られており、これを無効性といいます。 絶縁コンデンサの静電容量 (産業用ネットワーク ~ 220 V、50 Hz での用途を想定) は、次の式を使用して計算できます。
たとえば、容量 12 Ah の 1V ニッケルカドミウム電池用の充電器は、分離コンデンサを介して主電源から電力を供給できます。 ニッケルカドミウム電池の場合、充電電流は公称値の 10%、つまり 100% です。 私たちの場合は3mAです。 さらに、5 ～ 18 V 程度のスタビライザ両端の電圧降下を考慮すると、100 mA の動作電流で充電器の入力に約 XNUMX V の電圧を供給する必要があることがわかります。 このデータを代入すると、次のようになります。 最初の式によると：
したがって、1,5 Vの二重動作電圧を持つC \u500d XNUMX μFを選択します（次のタイプのコンデンサを使用できます：MBM、MGBP、MBT）。 カップリングコンデンサを備えた充電器の完全な図を図に示します。 3.2-2. このデバイスは、100V 以下の充電電圧で 15 mA 以下の電流でバッテリーを充電するのに適しています。 トリマー抵抗器 R2 は、充電電圧の必要な値を設定します。 R1 は充電開始時に電流リミッタとして機能し、RXNUMX で生成された電圧が LED に印加されます。 LEDの光りの強さでバッテリーの消耗度合いを判断できます。
この電源 (およびネットワークから電気的に絶縁されていない他の IP) を操作する場合は、安全対策を忘れないでください。 デバイスと充電式バッテリーは常に産業用ネットワークの電位下にあります。 場合によっては、このような制限によりデバイスの通常の動作が不可能になるため、ネットワークから IP を電気的に絶縁する必要があります。 分離コンデンサを備え、産業ネットワークからガルバニック絶縁された低電力電源は、遷移変圧器または磁気始動リレーに基づいて作成でき、それらの動作電圧は 220 V 未満にすることができます。 3.2-3 にそのような電源の概略図を示します。 絶縁コンデンサの静電容量は、変圧器のパラメータを考慮して計算されます（つまり、変圧比がわかったら、まず変圧器の入力に供給する必要がある電圧を計算し、次にそのような電圧が適切であることを確認した後）使用する変圧器に許容されるものであれば、コンデンサのパラメータを計算してください)。 このような電源から発せられる電力は、家のベル、受信機、オーディオ プレーヤーに供給される可能性があります。
5. リニア電源 現在、従来のリニア電源はスイッチング電源に置き換わるケースが増えています。 しかし、それにもかかわらず、アマチュア無線設計 (場合によっては産業用機器) のほとんどの場合において、非常に便利で実用的なソリューションであり続けます。 これにはいくつかの理由があります。第一に、リニア電源は構造的に非常にシンプルで構成が簡単です。第二に、高価な高電圧コンポーネントを使用する必要がなく、最後に、パルス電源よりも信頼性がはるかに高いです。 一般的なリニア電源には、ネットワーク降圧トランス、フィルタ付きダイオード ブリッジ、およびダイオード ブリッジとフィルタを介してトランスの XNUMX 次巻線から受け取った未調整の電圧を安定化された出力電圧に変換するスタビライザが含まれています。この出力電圧は常に、不安定な入力電圧スタビライザよりも低くなります。 このような方式の主な欠点は、効率が低いことと、デバイスのほぼすべての要素で電力を確保する必要があることです (つまり、IP 全体で予想されるよりも高い負荷を許容するコンポーネントのインストールが必要になります。たとえば、 10 W IP、少なくとも 15 W の電力を持つ変圧器が必要など)。 その理由は、リニア IP のスタビライザーが機能する原理にあります。 Ppac = Iload * (Uin - Uout) という式から、安定器の入力電圧と出力電圧の差が大きいほど、調整素子でより多くの電力を消費する必要があることがわかります。 。 一方、レギュレータの入力電圧が不安定になり、負荷電流の変化に大きく依存するほど、出力電圧に対して入力電圧を高くする必要があります。 したがって、リニア電源スタビライザはかなり狭い許容入力電圧範囲内で動作し、デバイスの効率に厳しい要件が課される場合、これらの制限はさらに狭くなることがわかります。 ただし、リニア IP で達成されるインパルス ノイズの安定化と抑制の程度は、他の方式よりもはるかに優れています。 線形 IP で使用されるスタビライザーについてさらに詳しく考えてみましょう。 最も単純な (いわゆるパラメトリック) スタビライザーは、一部の半導体デバイス (主にツェナー ダイオード) の電流電圧特性の機能の使用に基づいています。 出力インピーダンスが高くなります。 安定化レベルが低く、効率も低い。 このようなスタビライザーは、通常は回路要素 (たとえば、基準電圧源) として、低負荷時にのみ使用されます。 パラメトリックスタビライザーの例と計算式を図に示します。 3.3-1.
直列パススルーリニアスタビライザは、次の特性によって区別されます。負荷の電圧は入力電圧と負荷電流に依存せず、負荷電流の高い値が許容され、高い安定化係数と低い出力抵抗です。提供されています。 典型的な線形安定化装置のブロック図を図に示します。 3.3-2. その動作の基本原理は、出力電圧を安定化された電圧と比較することです。 基準電圧とこの比較結果に基づく制御、スタビライザの主電力要素（ブロック図では線形モードで動作するいわゆるパススルー トランジスタ VT1 ですが、コンポーネントのグループである場合もあります） 、過剰な電力が消費されます (上記の式を参照)。
アマチュア無線設計のほとんどの場合、K (KR) 142 シリーズのリニア スタビライザーのマイクロ回路に基づくリニア電源をデバイスの電源として使用できます。 これらは非常に優れたパラメータを備えており、過負荷保護回路、熱補償回路などが組み込まれており、簡単にアクセスでき、使いやすいです (このシリーズのスタビライザーのほとんどは完全に IC 内に実装されており、出力は 25 つだけです)ただし、リニア IP 高出力 (100 ～ XNUMX W) を設計する場合は、より微妙なアプローチが必要です、つまり、装甲コア (より高い CDP を持つ) を備えた特殊なトランスを使用し、統合スタビライザーのみを直接使用することは不可能です。つまり、追加の電源コンポーネントが必要となり、その結果、過負荷、過熱、過電圧に対する追加の保護回路が必要になります。このような IP は大量の熱を発生し、大きなラジエーターに多くのコンポーネントを取り付ける必要があるため、非常に大型になります。 ; 高い出力電圧安定化係数を達成するには、特別な回路ソリューションが必要です。 6.最大5Aの負荷電流を備えたスタビライザー 図上。 3.3-3 は、ほとんどのアマチュア無線設計に電力を供給するのに十分な最大 5 A の負荷電流を供給する強力なスタビライザーを構築するための基本回路を示しています。 この回路は、KR142 シリーズのスタビライザー チップと外付けのパス トランジスタを使用して作成されます。
消費電流が低い場合、トランジスタ VT1 は閉じられ、安定化マイクロ回路のみが動作しますが、消費電流が増加すると、R2 と VD5 に割り当てられた電圧によりトランジスタ VT1 が開き、負荷電流の主要部分がその接合部を流れ始めます。 抵抗 R1 は過負荷電流センサーとして機能します。 抵抗 R1 が大きいほど、電流保護がトリガーされます (トランジスタ VT1 が閉じます)。 フィルタチョークL1は、最大負荷時のACリップルを抑制する役割を果たします。 上の図によると、5 ～ 15 V の電圧に対応するスタビライザーを組み立てることができます。パワー ダイオード VD1 ～ VD4 の定格電流は少なくとも 10 A である必要があります。抵抗 R4 は出力電圧を微調整します (基本値は使用するスタビライザー チップの種類により設定されます (KR142 シリーズ)。 パワー要素は少なくとも200 cm ^ 2の面積のラジエーターに取り付けられます。 たとえば、次の特性を持つ電圧安定器を計算してみましょう。 Uout - 12 V; イネグ - 3A; ウイン - 20 V。 KR12～KR142EN142Bシリーズの電圧安定器8Vを選択します。 最大負荷電力Prac \u20d Uin * Iload \u3d 60 • 1.5 \u2d 818 Wを放散できるパススルートランジスタを選択します（100〜15倍大きいトランジスタ電力を選択することをお勧めします） - 一般的なKT1Aが適しています(Rrac \u5d 202 W、Ik max \uXNUMXd XNUMX A)。 VDXNUMX ～ VDXNUMX として、電流に適した任意のパワー ダイオード (KDXNUMXD など) を使用できます。 7. スイッチング電源 リニアスルー素子上の過度の不安定な電圧の減衰を前提とする従来のリニア電源とは異なり、パルス電源は安定した電圧を生成するために他の方法と物理現象を使用します。高周波変換と蓄積エネルギーの一定圧力への変換。 パルス電源を構成するには、典型的な 3.4 つの方式があります (図 1-XNUMX を参照): 昇圧 (出力電圧が入力よりも高い)、降圧 (出力電圧が入力よりも低い)、反転 (出力電圧がその逆)入力に対する極性）。 図からわかるように、それらはインダクタンスの接続方法が異なるだけであり、それ以外の動作原理は変わりません。 約 20 ～ 100 kHz の周波数で動作する重要な要素 (通常はバイポーラまたは MIS トランジスタが使用されます) が、短時間 (時間の 50% 以下) に周期的に全入力の不安定化電圧をインダクタに印加します。 インパルス電流。 コイルを流れる電流は、パルスごとにその磁場に 1/2LI^2 のエネルギーが確実に蓄積されます。 このようにしてコイルから蓄えられたエネルギーは負荷に伝達され（整流ダイオードを直接使用するか、二次巻線を介して整流され）、出力平滑フィルタコンデンサによって出力電圧と電流が一定になるようにします。 出力電圧の安定化は、主要な要素のパルスの幅または周波数を自動調整することによって保証されます (フィードバック回路は出力電圧を監視するように設計されています)。
このスキームはかなり複雑ではありますが、デバイス全体の効率を大幅に向上させることができます。 実際のところ、この場合、負荷自体に加えて、回路内には大幅な電力を消費する電力要素が存在しません。 キー トランジスタは飽和キー モード (つまり、トランジスタ両端の電圧降下が小さい) で動作し、かなり短い時間間隔 (パルスの時間) でのみ電力を消費します。 また、変換周波数を高めることで、大幅な出力向上と重量・サイズ特性の向上が可能となります。 パルス IP の重要な技術的利点は、パルス IP をベースにして、ネットワークからガルバニック絶縁された小型ネットワーク IP を構築して、さまざまな機器に電力を供給できることです。 このような IP は、高周波コンバータ回路に従って、かさばる低周波電源トランスを使用せずに構築されます。 実はこれは、整流された商用電圧を入力電圧として使用し、高周波トランス（小型で高効率）を入力電圧として使用する、減圧型パルス電源の典型的な回路です。二次巻線から出力安定化電圧が取り除かれる蓄電素子（この変圧器はネットワークからのガルバニック絶縁も提供します）。 パルス電源の欠点としては、出力に高レベルのインパルスノイズが存在すること、複雑性が高く信頼性が低いこと（特に手作り生産において）、高価な高電圧・高周波部品を使用する必要があることなどが挙げられます。ほんのわずかな故障でも、簡単に「一斉に」失敗します（これにより、原則として、印象的な花火の効果を観察できます）。 ドライバーやはんだごてを使ってデバイスの内部を詳しく調べたい人は、ネットワークパルス IP を設計するときに細心の注意を払う必要があります。そのような回路の多くの要素は高電圧下にあるためです。 8. 効率的で複雑性の低いスイッチングレギュレータ 前述の線形安定器 (図 3.3-3) で使用されるものと同様の素子ベースで、スイッチング電圧レギュレータを構築できます。 同じ特性を持ちながら、寸法が大幅に小さくなり、熱条件が改善されます。 このようなスタビライザーの概略図を図に示します。 3.4-2. スタビライザーは、電圧降下を伴う一般的なスキームに従って組み立てられます (図 3.4-1a)。 最初にオンになったとき、コンデンサ C4 が放電され、十分に強力な負荷が出力に接続されると、リニア レギュレータ IC DA1 に電流が流れます。 この電流によって生じる R1 両端の電圧降下によりキー トランジスタ VT1 のロックが解除され、誘導抵抗 L1 が大きく、十分に大きな電流がトランジスタを流れるため、すぐに飽和モードに入ります。 R5 の両端の電圧降下により、主要な要素であるトランジスタ VT2 が開きます。 現在。 L1 の増加により C4 が充電されますが、スタビライザとキー トランジスタは R8 のフィードバックを通じてロックされます。 コイルに蓄えられたエネルギーは負荷に電力を供給します。 C4 の電圧が安定化電圧を下回ると、DA1 とキー トランジスタが開きます。 このサイクルは 20 ～ 30 kHz の周波数で繰り返されます。
チェーンR3。 R4、C2は出力電圧レベルを設定します。 Uct DA1からUinまでの狭い範囲でスムーズに調整できます。 ただし、Uout を Uin に近づけると、最大負荷時に不安定になり、リップルのレベルが増加します。 高周波リップルを抑制するために、フィルタ L2、C5 がスタビライザの出力に含まれています。 このスキームは非常にシンプルで、このレベルの複雑さに対して最も効果的です。 すべてのパワー要素 VT1、VT2、VD1、DA1 には小型のラジエーターが付属しています。 入力電圧は、KR30EN142 スタビライザーの最大値である 8 V を超えてはなりません。 整流ダイオードは少なくとも 3 A の電流に使用する必要があります。 9. スイッチングレギュレータによる無停電電源装置 図上。 3.4-3 では、充電器と組み合わせたスイッチング安定器に基づくセキュリティおよびビデオ監視システムの無停電電源装置が検討のために提案されています。 スタビライザーには、過負荷、過熱、出力サージ、短絡に対する保護システムが含まれています。 スタビライザーには次のパラメーターがあります。
説明したデバイスのスイッチング安定化装置の動作原理は、上で示した安定化装置の動作原理と同じです。 このデバイスには、要素DA2、R7、R8、R9、R10、VD2、C7で作られた充電器が追加されています。 R2 に分流器を備えた電圧レギュレータ IC DA7。 R8 は最大初期充電電流を制限し、分圧器 R9、R10 は充電出力電圧を設定し、VD2 ダイオードは供給電圧がない場合の自己放電からバッテリーを保護します。 過熱保護は温度センサーとしてサーミスター R16 を使用します。 保護が作動すると、IC DD 1 に組み込まれた音声信号装置がオンになり、同時に負荷がスタビライザーから切り離され、バッテリー電源に切り替わります。 サーミスタはトランジスタ VT1 のラジエーターに取り付けられています。 温度保護の動作レベルの正確な調整は、抵抗 R18 によって実行されます。 電圧センサーは分圧器 R13、R15 に組み込まれています。 抵抗 R15 は過電圧保護 (13 V) の正確な動作レベルを設定します。 スタビライザーの出力電圧が超えると（最後のスタビライザーが故障した場合）、リレー S1 がスタビライザーから負荷を切り離し、バッテリーに接続します。 停電が発生した場合、リレー S1 は「デフォルト」状態になります。つまり、リレー SXNUMX は「デフォルト」状態になります。 負荷をバッテリーに接続します。 ここに示す回路には、バッテリーの電子短絡保護機能がありません。 この役割は、最大電流消費になるように設計された負荷電源回路内のヒューズによって実行されます。
10. 高周波パルスコンバータをベースとした電源 デバイスを設計する場合、電源のサイズについて厳しい要件が存在することがよくあります。 この場合、唯一の解決策は、高電圧高周波パルスコンバータをベースとした電源を使用することです。 これらは、全体的な低周波降圧変圧器を使用せずに約 220 V のネットワークに接続され、小さな寸法と熱放散で高電力を供給できます。 産業用ネットワークから電力を供給される一般的なパルスコンバータのブロック図を図 34-4 に示します。
入力フィルターは、ネットワークへのインパルス ノイズの侵入を防ぐように設計されています。 電源スイッチは、高周波変圧器の一次巻線に高電圧パルスを供給します (XNUMX サイクルおよび XNUMX サイクル回路を使用できます)。 パルスの周波数と持続時間は、制御されたジェネレーターによって設定されます (通常はパルス幅制御が使用されますが、頻度は低くなります)。 低周波正弦波トランスとは異なり、パルス電源は広帯域デバイスを使用して、高速エッジの信号に効率的な電力伝送を提供します。 これにより、使用する磁気回路の種類と変圧器の設計に重要な要件が課されます。 一方、周波数が増加すると、（送信電力を維持しながら）変圧器に必要な寸法は減少します（最新の材料により、最大 100 ～ 400 kHz の周波数で許容可能な効率を備えた強力な変圧器を構築できます）。 出力整流器の特徴は、通常のパワーダイオードではなく、整流電圧の周波数が高いため、高速ショットキーダイオードを使用していることです。 出力フィルタは出力電圧リップルを平滑化します。 フィードバック電圧は基準電圧と比較され、発電機を制御します。 フィードバック回路内のガルバニック絶縁の存在に注意してください。これは、ネットワークから出力電圧を絶縁したい場合に必要です。 このような IP の製造では、使用するコンポーネントに重大な要件が求められます (これにより、従来のコンポーネントに比べてコストが増加します)。 まず、整流ダイオード、フィルタ コンデンサ、および主要なトランジスタの動作電圧に関するもので、故障を避けるためには 350 V 未満であってはなりません。 次に、高周波キー トランジスタ (動作周波数 20 ～ 100 kHz) と特別なセラミック コンデンサを使用する必要があります (通常の酸化物電解質は、インダクタンスが高いため、高周波では過熱します)。 そして第三に、高周波トランスの飽和周波数は、使用される磁気回路の種類（通常、トロイダルコアが使用される）によって決まり、コンバータの動作周波数よりも大幅に高くなければなりません。
図上。 3.4-5 は、高周波コンバータに基づく古典的な IP の回路図を示しています。 コンデンサ C1、C2、C3 とチョーク L1、L2 で構成されるフィルタは、コンバータからの高周波干渉から電源を保護する役割を果たします。 ジェネレーターは自励発振回路に従って構築され、キーステージと組み合わされます。 キー トランジスタ VT1 と VT2 は逆位相で動作し、順番に開閉します。 発電機の始動と信頼性の高い動作は、アバランシェ降伏モードで動作する VT3 トランジスタによって保証されます。 C6 の電圧が R3 を通じて上昇すると、トランジスタが開き、コンデンサが VT2 のベースに放電され、発電機が始動します。 フィードバック電圧は、電源トランス Tpl の追加 (III) 巻線から除去されます。 トランジスタVT1。 VT2は少なくとも100cm^2のプレートラジエーターに取り付けられます。 ショットキーバリアを持つダイオード VD2 ～ VD5 は、5 cm ^ 2 の小さなラジエーター上に配置されます。 チョークとトランスのデータ: L1-1。 L2 は、フェライト 2000NM K12x8x3 で作られたリングに PELSHO 0,25 ワイヤを 20 本使用して 1 回巻かれています。 TP2000 - 1 つのリングを組み合わせたもの、フェライト 18.5NN KZ 7x1x82。 巻線 2 - ワイヤ PEV-0,5 25 で 25 ターン: 巻線 II - ワイヤ PEV-2 1,0 で 2 + 2 ターン: ワイヤ PEV-0.3 2 で巻線 III - 2000 ターン。 TP10はフェライトリング6NN K5x2x0.3に巻かれています。 すべての巻線は PEV-1 10 ワイヤで作られています: 巻線 6 ～ 50 ターン: 巻線 II および III - それぞれ 3 ターン、両方の巻線 (II および III) は、接触または接触することなくリング上の領域の 4% を占めるように巻かれます。巻線 I は互いに重なり合い、リング全体に均等に巻き付けられ、ワニスを塗った布の層で絶縁されます。 整流器フィルター コイル L2000、L12 はフェライト 8NM K 3x2x1,0 に PEV-30 1 ワイヤーで巻かれており、巻き数は 2 です。KT809A はキー トランジスタ VT812、VT841 として使用できます。 KTXNUMX、KTXNUMX。 素子の定格と変圧器の巻線データは、出力電圧 35 V に対して示されています。他の動作パラメータが必要な場合は、巻線 2 Tr1 の巻数をそれに応じて変更する必要があります。 説明した回路には、使用する部品の数を最小限に抑えたいため、重大な欠点があります。これは、出力電圧の安定化レベルが低く、動作が不安定で信頼性が低く、出力電流が低いという点です。しかし、最も単純な構造に電力を供給するのには非常に適しています。電卓、発信者、照明器具などのさまざまな電力（適切なコンポーネントを使用する場合）。
高周波パルスコンバータをベースにした別のIP回路を図に示します。 3.4-6. この回路と図に示す標準構造の主な違いは次のとおりです。 3-4 はフィードバック ループの欠如です。 この点に関して、RF トランス Tr4 の出力巻線の電圧安定性は非常に低く、二次安定器の使用が必要です (回路は KR2 シリーズ IC の汎用統合安定器を使用しています)。 11. 電流検出機能を備えたキーMISトランジスタを備えたスイッチングレギュレータ スイッチング電源の開発と設計における小型化と効率の向上は、新しいクラスの半導体インバータ - MOS トランジスタ、および高速逆回復機能を備えた高出力ダイオード、ショットキー ダイオード、超高速ダイオードの使用によって促進されます。 、絶縁ゲートを備えた電界効果トランジスタ、主要な要素を制御するための集積回路。 これらの要素はすべて国内市場で入手可能であり、高効率電源、コンバータ、内燃機関用点火システム (ICE)、蛍光灯始動システム (LDS) の設計に使用できます。 開発者にとって非常に興味深いのは、電流検出機能を備えた HEXSense - MIS トランジスタと呼ばれるパワー デバイスのクラスです。 すぐに使えるスイッチング電源に最適なスイッチング素子です。 スイッチング トランジスタの電流を読み取る機能は、PWM コントローラに必要な電流フィードバック用のパルス電源で使用できます。 これにより、電源の設計が簡素化され、電源から電流抵抗と変圧器が排除されます。 図上。 3.4-7 に 230 W スイッチング電源の図を示します。 その主なパフォーマンス特性は次のとおりです。
この回路は、出力に高周波コンバータを備えたパルス幅変調器 (PWM) に基づいています。 動作原理は次のとおりです。 主要なトランジスタ制御信号は PWM コントローラ DA6 の出力 1 から来ます。デューティ サイクルは抵抗 R50 によって 4% に制限されます。R4 と C3 は発生器のタイミング要素です。 電源 DA1 は、チェーン VD5、C5、C6、R6 によって供給されます。 抵抗 R6 は、発電機の始動中に電圧を供給するように設計されており、その後、L1、VD5 を通じて電圧フィードバックがアクティブになります。 このフィードバックは、フライバック モードで動作する出力チョークの追加巻線から得られます。 発電機に電力を供給することに加えて、チェーンＶＤ４、Ｃ１、Ｒ１、Ｒ２を介したフィードバック電圧が電圧フィードバック入力ＤＡ１（ピン２）に供給される。 R4 と C2 を通じて、フィードバック ループの安定性を保証する補償が提供されます。 VT2 の重要な要素として、International Rectifier の電流検出 IRC830 を備えた MIS トランジスタが使用されます。 電流読み取り信号は VT2 から DA3 の 1 ピンに供給されます。 電流検出ピンの電圧レベルは抵抗 R7 によって設定され、ドレイン電流に比例します。C9 は、コントローラの早期動作の原因となるドレイン電流パルスの立ち上がりエッジのスパイクを抑制します。 VT1 と R5 は、必要な制御則を設定するために使用されます。 読み出し電流はソースピンのクリスタルに戻されることに注意してください。 これはそのために行われます。 ソースピンの寄生抵抗による電圧降下によって発生する可能性のある電流読み取りエラーを回避します。 このスキームに基づいて、他の出力パラメーターを使用してスイッチング スタビライザーを構築することが可能です。 12. 最新のガス放電装置 世界で生成される電力の約 25% は人工照明システムによって消費されており、この分野は効率の向上と電力消費量の削減の取り組みにとって非常に魅力的な分野となっています。 現在、最も一般的な経済的な光源はガス放電ランプであり、従来の白熱ランプの代わりに使用されることが増えています。 このようなランプの動作原理は、電流がランプに流れるときにランプ内に封入されたガスが発光することであり (高電圧破壊)、これはランプの電極に高電圧を印加することによって保証されます。 放電ランプは XNUMX 種類に分類できます。XNUMX つは高輝度ランプで、最も一般的なのは水銀ランプ、高圧ナトリウムランプ、メタルハライドランプです。XNUMX 番目は低圧蛍光ランプです。 低圧ランプは、管理棟、オフィス、住宅など、日常生活のほとんどの場面で照明に使用されており、豊かな白色光が特徴です。 日光に近い（そのため「蛍光灯」という名前が付けられています）。 高圧ランプは、街路灯、スポットライトなどの屋外照明に使用されます。 従来の白熱ランプが点灯時に一定の抵抗負荷である場合、すべてのガス放電ランプは負のインピーダンス特性を持ちます。 電流の安定化が必要な場合。 さらに、共振動作モード、ランプ故障時の保護などの瞬間を考慮する必要があります。 高電圧点火、特別なパワーバス制御。 蛍光灯を動作期間全体を通して観察するために必要な主なモードは、電流モードです（理想的には、ランプの動作期間全体を通して電力の安定化が必要です）。 原則として、ランプは電極の磨耗を均等にするために交流電圧で電力を供給されます（直流電圧供給の場合、耐用年数は 50% 減少します）。 13.磁気および電子バラスト ガス放電ランプを制御する、いわゆる。 磁気安定器（図 3.5-1 の図を参照）は、効率が低く信頼性が低いため、最近では電子制御回路がより普及しています。電子安定器は、照明システムの効率と耐用年数を大幅に向上させることができます。光がより均一で目に自然になります。
直列共振を備えた電子安定器の基本回路を図に示します。 3.5-2. 電子安定器を使用すると、任意の電力のランプを制御でき、追加のデバイスを回路に組み込むことができます (たとえば、夕暮れ時に照明をオンにし、夜明けにオフにするフォトリレーなど)。 14. 最大40Wの電力を持つ蛍光灯の制御回路 最大 40 W の電力で蛍光灯 (LDS) を制御するには、図に示す回路を使用します。 3.5-3. 供給電圧 ~220 V が入力 L1 と L2 に適用されます。 ダイオード VD1 ～ VD4 によって整流された DC 電圧は約 320 V です。コンデンサ C1 と C2 は容量性入力フィルタとして機能します。 ～ 110V のネットワークを使用することも可能です。この場合、電力は入力 L1 (L2) と N、およびダイオード VD1 に供給されます。 コンデンサ C3 および C2 を備えた VD4 (VD1、VD2) は、半波電圧ダブラーとして機能します。 DA1 (IR2151) は、R1 を介して電源レールから直接動作する内部発振器を備えた MIS トランジスタ ドライバ回路です。 内部レギュレータは電源電圧を 15 V に固定します。電源電圧が 9 V を下回るとゲートがブロックされます。 公称 230V DC 電源電圧の場合、出力方形波の実効電圧は 160V で、周波数は真空管の共振周波数に近づくように R2 と C4 を調整することによって設定されます。 ランプは、直列接続されたインダクタ L1 と PTC サーミスタと並列のシャント コンデンサ C6 で構成される直列共振回路で動作します。 サーミスタ (ネオンライトもこの目的に使用できます) は、冷たいときは抵抗が低くなり、そこを流れる電流によって加熱されると、熱いときは非常に高い抵抗になります。 サーミスタの目的は、点灯時にランプ電極の電圧を滑らかに増加させることです。 ランプが常時点灯する場合や、ごくまれに点灯/消灯する場合は、サーミスタを取り外すことができます。 この場合、ランプは瞬時に点灯するため、ランプの消耗が早くなる可能性があります。 15. 最大26Wまでの蛍光灯用の超小型制御回路 次の概略図を図に示します。 3.5-4 では、電力インバータを使用しないため、超小型の寸法を持ちながら蛍光灯 (LDS) を制御できます (IC IR51H420 は、IC IR2151 と MIS キーを 26 つのパッケージに組み合わせています)。 この場合のランプの最大電力は XNUMX W を超えてはなりません。これは XNUMX つの作業場を照らすのに十分な電力です。
16. 昇圧コンバータおよび昇圧器 通常、設計に主電源がある場合、すべての電源電圧を受け取るために変圧器が使用されます。 昇圧コンバータと電圧乗算器は、バッテリまたは蓄電池で駆動される携帯機器の電源電圧よりも高い電圧を得る必要がある場合に使用されます。 低電力コンバータ (最大 100 ～ 200 mW) は、変圧器を使用せずにディスクリート要素で組み立てることができますが、高電力コンバータでは変圧器が必要です。 2 倍または XNUMX 倍の電圧を得るには、いわゆるを使用できます。 電圧乗算器 (第 XNUMX 章を参照)。 17. 小型機器向けトランスレス倍電圧器 図上。 3.6-1 は、9V の電源電圧で 18 mA 以下を消費するデバイス用の 100 V -> 18V 電圧コンバータの図を示しています。 このコンバータは、セキュリティおよび警報システム用の実用的なサイレン回路に組み込まれています。 制御ジェネレータは一般的なスキームに従って作成されます。 出力 D では、周波数 1.2 Hz の 1 個の矩形パルスが形成されます。 パルスは、制御されたジェネレーター D3、D1.4 および R3、R2、C2 のチェーンに供給され、変調の深さに影響を与えます。 Ｒ４、Ｒ５、Ｃ３、Ｃ４は、１．５〜３ｋＨｚの範囲内で圧電セラミックエミッタＢ１の共振周波数に従って選択される。 圧電結晶の振幅を増加させるために、回路に乗算器が導入されます。 出力 DD4 からの信号は相補ペア VT5、VT3 に送られ、次に乗算器 VD4、VD1、C1,5、Sat に送られます。 負荷電流 3 mA、主電源 1.4 V での C5 の電圧は約 6 V です。乗算器の電力は、より大きな静電容量を使用することでわずかに増加できます。 この回路は 3 ～ 4V (5 シリーズ IC では最大 6V) で電源を供給できます。50V 電源の場合、乗算器の出力電圧は 9mA 負荷で 16V 未満になります。
18. 家庭用電化製品に電力を供給するための強力なコンバータ 図上。 3.6-2 は、車のバッテリーから家庭用電化製品 (テレビ、ドリル、電動ポンプなど) に電力を供給するための強力なコンバーターの概略図を示しています。 このコンバータは、最大 220 W の負荷で 50 V、100 Hz の出力電圧を提供します。 最大負荷時、バッテリーから消費される電流は 10 A を超えません。 デバイス内の部品数は最小限に抑えられています。 周波数 1.1 Hz のマスターオシレーターが DD100 チップ上に組み込まれています。 周波数の微調整 (機器の通常の動作にとって重要) は、抵抗 R1 と R2 によって実行されます。 2 による周波数分割とトランジスタ制御は、マイクロ回路の後半 - D1.2 によって提供されます。 最大負荷電流で出力 DD1 が正常に動作することを保証するために、トランジスタ VT2、VT1.2 が組み込まれています。 出力トランジスタVT3、VT4は、少なくとも350 cm ^ 2の面積のラジエーターに取り付けられます。 コンデンサ C3 は長方形の前面を滑らかにするように設計されており、出力巻線および負荷とともに共振システムを形成します。 その容量は負荷の性質に大きく依存します。 トランス TP1 は、総合電力 100 W の ShLM または PLM ブランドの磁気回路で作られています。 巻線 I と II にはそれぞれ 17 mm の PEV-2 ワイヤが 2,0 ターン含まれ、巻線 III には 750 mm の PEV-2 ワイヤが 0,7 ターン含まれています。 この回路は、高周波電圧コンバータ (変換周波数 ~ 25 kHz) 用に非常に簡単に再加工できます。 これを行うには、マスターオシレータの周波数を D1.1 だけ上げて -50 kHz にし、静電容量 C1 と C2 を 180 pF だけ変更し、TR1 を高周波トランスに置き換えるだけで十分です。 コンバータの電力は出力トランジスタの負荷に依存します。出力トランジスタが供給できる最大電流はアーム内で 8A を超えてはなりません。 電流を増やすには、1次巻線と8次巻線のトランスの巻数を10〜25に減らします。 コンバータの出力にはダイオードブリッジとRFフィルタが取り付けられており、それらに使用されるコンポーネントはXNUMX kHzの周波数での通常動作を保証する必要があります。
19.過電圧保護 産業用および家庭用ネットワークでは、ネットワーク内の電圧が公称電圧を 20 ～ 40% 超える可能性がある一方で、予期せぬ電圧サージを修正することが非常に多くの場合可能です。 このようなスローは、条件に応じて XNUMX つのクラスに分類できます。 1. 短期 - 数期間にわたる振幅の増加。 2. 長期 - 数秒または数分間の電圧の上昇。 前者は、むしろライン上のいくつかの強力な負荷 (溶接機、モーター、発熱体) のスイッチングに関連するインパルス ノイズに起因すると考えられます。 これらは間違いなく家庭用電化製品、特にテレビやオーディオセンターの電源の敏感な要素に影響を与えます。 多くの場合、XNUMX 時間スタンバイ状態になっています。 20. ネットワークサージ保護装置 インパルスノイズから保護する装置を図に示します。 3.7-1. このスキームは次のノードで構成されます。
電源は 24 つの電圧を生成します。パルストランスに電力を供給する +5V、デバイス IC に電力を供給する +XNUMXV です。
電圧制御ユニットは R2、R3、R2 に組み込まれます。 電圧は分圧器からコンパレータの入力に供給されます。 過電圧応答レベルは、抵抗 R245 によって設定されます (スライダの位置は、コンパレータが入力の 25 V でトリガする寸前になるように選択されます)。 コンパレータ入力が指定された振幅値を超えると、コンパレータが切り替わり、周波数 XNUMX Hz の矩形パルスが出力に表示されます。 初期状態では、出力 D1.2 はハイ論理レベルに維持され、トライアック制御発電機の動作を許可します (オープン状態を維持します)。 トランジスタ VT1 はパルストランスを制御します。 強力な電圧パルスを形成して開きます。 「ゼロ」を通過する瞬間に電源スイッチのロックを最速で解除するために、発生器の周波数は 25 kHz に等しく選択されます (制御周波数が不十分な場合、スイッチオン中に高電圧サージが発生し、形状が変化する可能性があります)正弦波信号が歪んでいると、システムは反応する時間がなくなり、歪んだ信号が負荷に送られます)。 要素 D1.1 および D1.2 の微分回路は、コンパレータの出力からローレベルを受信したとき (ネットワークのしきい値電圧が上昇したとき)、ジェネレータの動作を無効にし、9 秒の遅延を伴います。電圧が 240 V のしきい値まで低下すると、発電機が起動できるようになります。 パルストランス TP1 は、フェライトグレード 20NN で作られたサイズ K10x7,5x2000 のマットコアに巻かれており、巻線 I - 100 ターン、巻線 II - PELSHO-40 ワイヤ 0,22 ターンが含まれています。 巻線はニスを塗った布の層でリングから隔離され、リングの反対側に配置されます。 負荷電力が 300 W を超える場合は、トライアックをラジエーターに取り付ける必要があります。 出版物: cxem.net
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