パルス電圧コンバータ。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

無線電子工学と電気工学の百科事典 / 電圧変換器、整流器、インバーター

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パルストランスに関する神話、おとぎ話、伝説、そして乾杯

高周波電源トランスとチョークについては、世界中に多くの迷信があります。 それらの誤りを暴いてみましょう。 残念ながら、教科書やマニュアルの最も明確でない部分は磁気コンポーネントに関連しており、一般に単純な日常の物体や現象を複雑にしています。 はい、未知の変数がたくさんあり、知っておく必要がある微妙な点がたくさんあります。しかし、理論はそれらについて沈黙しており、一般的な文献は嘘をつき、特定の問題に対する経験式をあらゆる場合の解決策として提供しています。 例えば。

神話1。 銅で満たされるコア ウィンドウ領域の割合が大きいほど (理想的には 100%)、より良い結果が得られます。 間違っている。 多くの設計では、カバレージが 100% の場合、たとえば 75% (同じ巻数、ワイヤ サイズが異なる場合) と比較すると、RF 損失が高くなります。 計算方法を 50 Hz から 500 kHz にやみくもに転送することはできません。

二番目の神話。 最適な変圧器では、巻線抵抗損失と鉄損は同じになります。 間違っている。 多くの場合、ある損失の数値は他の損失の数値と 1 ～ 2 桁異なります。 それで、これはデザイナーにとっての主な基準ではありません。 このアプローチは「XNUMX ヘルツ」の遺産でもあり、大規模なネットワーク変圧器で熱平衡が確保される方法です。 そして、巻線全体がXNUMX層またはXNUMX層になり、熱伝達条件が大幅に簡素化されます。

第三の神話。 漏れインダクタンスは励磁インダクタンスの 1% である必要があります。 間違っている。 他の重要なパラメータを大幅に低下させずに、可能な限り低くする必要があります。 最大 0.1% まで引き上げることができます。素晴らしいです。 そして場合によっては 10% で停止しなければならないこともあります。

第4の神話。 漏れインダクタンスはコアの透磁率の関数です。 間違っている。 巻線の漏れインダクタンスは、コイルにコアがあるかどうかには実質的に関係ありません。 より正確に言えば、全体の差は 10% に収まります (これは数千の mu です!)。 確認してもいい。

第五の神話。 巻線の最適な電流密度は 2A/平方mm です。 もしくは4A。 または8A。 そして犬も彼と一緒です。 電流密度は関係ありません。 重要なのは、ワイヤ内の熱放散と、設計全体が許容可能な温度で熱バランスを提供できるかどうかです。 冷却効率（真空中への放射から沸騰段階での冷却まで）に応じて、許容電流密度は 20 桁変化します。 Ridley は XNUMX 年間変圧器を製造してきましたが、「最適な電流密度」を発見したことはありません。私たちにとって重要なのは変圧器の温度だけです。

神話6。 最適な変圧器では、一次側と二次側の損失は等しくなります。 間違っている。 平等でないとしたら、どうなるでしょうか？ 重要なことは、どれも過熱しないことです。

第七神話。 ワイヤの直径が表皮効果の深さよりも小さい場合、重大な RF 損失は発生しません。 非常に有害な発言です。 多層巻線では、非常に細いワイヤでも損失が発生します。

神話。 無負荷時の変圧器回路の共振周波数は、変換周波数を大幅に超える必要があります。 間違っている。 彼女は関係ないよ。 理想的なトランスでは、インダクタンスは無限大になる傾向があるため、開回路の共振周波数はゼロになる傾向があります...それではどうでしょうか? そして、共振が重要であるという事実は、開放ではなく、二次回路の短絡です。 この共振は搬送周波数より少なくとも XNUMX 桁高くなければなりません。

変圧器のインピーダンス測定

デバイス接続オプション

この構成では、アナライザは、負荷短絡および負荷開放状態の 10Hz ～ 15MHz の変圧器インピーダンスを表示します。 巻線が短いパルストランスの場合、損失を最小限に抑えて最短経路に沿って短絡を行う必要があります。 結局のところ、閉じているセミリングは、直径が数センチメートルであっても、一次側の漏れインダクタンスに匹敵するインダクタンスをすでに持っています。 漏れインダクタンスは周波数に依存します。 バラストとして Rsense R=0.1..1 オーム。 巻線のオーム抵抗は、低抵抗ブリッジまたは電流発生器を備えたオーム計を使用してのみ測定してください。 測定サイクルの後、次のことを判断できます。

磁化インダクタンス - 巻線抵抗 - 漏れインダクタンス - 短絡および開回路の共振周波数と品質係数 - 巻線静電容量 (3 ターンあたり最大 XNUMX pF)。

電流制御について

タクトごとの電流制限が正しく実装されているため、強制終了できない PN を作成できます。 これを行うには、電流センサーが高速 (数ナノ秒の遅延) で、コントローラー IC の制御入力に直接ロードされる必要があります。

寄生バーストに対する保護の誤ったトリップは、RC ローパス フィルターによって抑制されます。 ここでは、過剰なフィルタリングによって実際の過剰電流を見逃さないように、速度とノイズ耐性の間の妥協点を決定する必要があります。

パルスの立ち上がりエッジで保護がオフになっているコントローラーも万能薬ではありません。 防御側が盲目になる 100 ns (程度) の遅延も、PN を殺す可能性があります。 したがって、トランジスタのスイッチング速度を強制的に制限することをお勧めします (これにより、電流センサーと空間の両方への干渉と放射線のレベルも低減されます)。

現在の保護をテストするにはどうすればよいですか?

整流器と出力フィルタの後の PN 出力を短絡します。 残念ながら、整流器自体が短絡している場合、トランジスタを電流保護することはできません。

プローブを電流センサーに接続します。 コントローラがキャリアの生成を開始するまで、電源電圧を徐々に増加させます。 オシロスコープでは、狭いピークが観察されるはずです。保護回路は開いたトランジスタをすぐにオフにするはずです。 パルスの振幅は保護閾値に対応する必要があります。 電源電圧を最大まで上げます。 パルスの持続時間は狭くなるはずです。 振幅は（電流フィードバックの伝播の遅延により）大きくなる可能性がありますが、大幅には大きくなりません。 入力電圧に比例して増加する場合は、OS が遅すぎます。停止してください。

次に、これは重要ですが、最低気温と最高気温で測定サイクルを繰り返す必要があります。

これは重要です。変流器が巻かれているフェライトのパラメータは温度によって変動するため、小さいようには見えません。

スナバについて

スナバー (スナバー - ダンパー) - 巻線と並列の RC 回路 - 高周波リンギングを分流します。 リンギングは抑制する必要があり、抑制しないと、コンバータの故障、過剰なピックアップ、および不安定性が発生する可能性があります。 一般に、リンギング周波数が搬送波を約 XNUMX 桁以上超える場合、RC シャントは制御不能な巻線を静めるのに十分です。 そうでない場合は、回避策を探す必要があります。搬送波とそれに最も近い高調波の大部分がシャント帯域幅に入るからです。

初め。 寄生発振の周波数を決定します。 まず、回路を低い負荷電流で動作させます。 オシロスコープのプローブは、回路に変更を加えないようにするために、最小限の自己容量を持つ必要があります。 そうでない場合は、電気的接触がない状態でプローブを呼び出し回路に近づけてみてください。 リンギング周波数は一次回路電圧によって変動することに注意してください。

XNUMX番。 周波数と Q 値の等価 RLC 回路を計算します。 一次側からの漏れインダクタンスは既知です (知っておくべきです!) 二次側では、ダイオードの静電容量がわかっています。

特性インピーダンス Z = 2 * Pi * f * L (既知の L の場合)、Z = 1 / (2 * Pi * f * C) 既知の C の場合

三番目。 まず、R シャント、R=Z だけを試してみましょう。 シャントでの熱損失を計算してみましょう。 それらが非常に高い場合は、容量 C=1 / (Pi * f * R) でリンクを補完します。 静電容量を増やしても無駄です。損失が増加し、リンギングの抑制は改善されません（RF の静電容量は完全に導電性です）。

第2。 R によって損失電力を再計算しましょう。P = XNUMX* C * V * Fcarrier - これはリンギング時の発熱を伴わないキャリアのみの損失です。 実際の回路で確認してみます。 最初の近似は、原則として、ほとんどの場合にすぐに適しています。

コントローラーチップについて

IC 付近のコンポーネントの配置と配線は非常に重要です。 これは各データシートで繰り返されますが、再度繰り返すことに影響はありません。

まず第一に、発電機の周波数設定能力。 IP の一番下に配置します。 100 ミリメートルではありませんが、近いほど良いです。 そうしないと、説明できない現象が発生する可能性があります。たとえば、XNUMX kHz 用に設計された回路がメガヘルツで発生する、ヤウザ川から人魚が出てくるなどです。 さらに、プロトタイプには現れないかもしれませんが、シリアルボードではその栄光がすべて現れます。

次に、電源回路の静電容量もできるだけ IC の足の近くにはんだ付けする必要があります。

発電機の出力 (外部からアクセスできる場合) はロードされることを好みません (私も同様です)。 したがって、この出力から信号を選択するときは注意してください。100 kΩ の負荷でも鋸の形状が変化する可能性があります。 発電機の一次回路に接続せずに、並列で鋸を生成するのが最も正しい方法です。

IS 3842、3843 では、パルス間の休止時間を周期の 5% ～ 30% に設定できます。 3844、3845 - 最大 70%。 一時停止を長くする必要がある場合は、R、C のタイミングを変更することでこれらの制限を回避できます。その後、RTCT ピンと電源プラスに別の抵抗を追加すると、充電が高速化され、放電が低速になり、利用可能な一時停止が長くなります。時間。

IC UC3825 - 最小休止時間 (絶対、ミリ秒単位) は静電容量 Сt によって厳密に設定されます。ドキュメントを参照してください。 ただし、Ct に抵抗を接続することで、上で説明したようにすることは可能です。 それは、電源電圧で常にフローティングになる時間だけです。

IC 出力ドライバは、ゲート バウンスを引き起こす絶縁トランスなどの誘導負荷を嫌います。 さらに、それが実験室で現れなかったとしても、実生活では最も不適切な瞬間に間違いなく現れるでしょう。 結局のところ、変圧器のパラメータは浮動しています... したがって、ゲートをダイオードで保護し、変圧器の一次側と並列に抵抗器で保護することをお勧めします。

第一世代のコントローラー、特に古いコントローラーは、基準電圧の点 (これで問題なく使用できます) とタイミングの点で非常に不安定で、トリガーのシーケンスが間違ったり、キャリア周波数の過剰なドリフトが発生したりすることがあります (安定性に依存します)。基準レベルの）。 必要に応じて、最近製造された IS、または「改良された」オプションを示す接尾辞を付けた IS を使用してください。 それらの。 TL594 ではなく TL494 など。

たとえば、Bryansk IC KR1156EU2 (アナログ 3825) の文書化されていない機能 - 12V 電源、正しい配線、ILIM 入力の抑制レベルにより、出力 14 はローレベル (通常) で短く、約 11 ns のピークになります。出力 100 を通るクリープ - キャリア振幅の前部を最大 9V まで「アンダーカット」します。 どこかでトリガーが正常に作動していません。 しかし、これらの切断はシャッターを開いて（そして突然）回路を停止させるのに十分です。

OCループカットオフ周波数について

閉ループ FN のゲインの測定については、次のセクションで説明するように、スペクトラム アナライザを使用して測定するのが最善です (発振器だけでは十分ではありません)。

電圧制御による順方向および逆方向 PV の場合、カットオフ周波数は複素平面の右半分の伝達関数のゼロ周波数の XNUMX 分の XNUMX 以下である必要があります。 この条件を満たしても出力を確実に安定させることができない場合は、出力フィルタをやり直す必要があります。

すべての PN について、カットオフ周波数は搬送波周波数の 1/8 を超えてはなりません。

カットオフ周波数の増加は、PN 内の避けられないノイズ、リンギング、その他の寄生現象によって約 15 kHz のレベルに制限されます。 何らかの理由でそれを理解する必要がある場合、回路の必然的な複雑化は、OS ループに外部の高速エラー アンプを導入することです。

最も重要なことは、OS のカットオフ周波数はそれ自体が目的ではないということです。 負荷が要求する周波数範囲における出力インピーダンスを重視し、入力電圧の不安定性を抑制し、入力ノイズを抑制します。

ループ測定

機器を使用する前に、必ずフィードバック ループの動作を測定してください。

以下で説明するデバイスは、OS 回路ブレーク (ポイント 1 ～ 2) に電圧源 (スイープ ジェネレータ) を導入します。 次に、信号スペクトルが回路の任意の XNUMX 点で記録され、これらのスペクトルの比の周波数応答が表示されます。 入力スペクトルに対する出力スペクトルの比が伝達特性 (振幅) です。 変圧器出力と二次巻線の電圧安定化を備えた発電機とオシロスコープを使用して、デバイスを定性的に繰り返すことができます。

スペクトラム アナライザ АР102В によるループ パラメータの測定 - フォトカプラ デカップリングを備えた PN

チャンネルAとチャンネルBのプローブの接続点により、さまざまな伝達関数を測定できます