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無線電子工学および電気工学の百科事典 軽量かつ強力なRA。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / トランジスタパワーアンプ 導入 この記事では、電源トランスのないパワーアンプ（PA）に焦点を当てます。 アマチュア無線環境でのこのようなRAは「トランスレス」と呼ばれ（私の意見では、この用語は完全に正確ではありません。電源トランスのみがあり、RFトランスが一般的に使用されます）、電気に関する永続的な偏見に囲まれています。危険。 これらの偏見は、XNUMXつの本当の理由で発生しました。 - 学校で学んだ原則によると、「ネットワークとガルバニック接触するものはすべて危険です!」 (この原則はしばしば誤解されることに注意してください); - [1] で説明されている最初のトランスレス RA は、特定の条件下では確かに危険である可能性があります。 これに基づいて強くなった偏見は、トランスレス RA に関するその後の出版物 [2,3,4] を揺るがすことはできず、ネットワークからのデカップリングの問題 (したがって安全性) が解決されました。 正直なところ、この記事がトランスレス RA の危険性に関する神話を払拭できるかどうかはわかりません。 技術的な問題はありません（記事を最後まで読む忍耐力のある偏見のない読者は、これを確信するでしょう）が、心理学は残っています... 巨大な電源トランスなしでRAの危険性に自信を持っている読者は、（今のところ、口コミで）そのようなうまく設計されたパワーアンプのネットワークからのデカップリングは悪くない（そしてあなたはさらに良くすることができる）と信じてください）従来のトランスよりも。 記事を読んだ後、これが実際に当てはまることがわかることを願っています。 ネットワークの分離 まず、「ガルバニック結合」という用語は直流接続を意味することを思い出してください。直接、抵抗器、ダイオード、変圧器巻線などを介して。 RA ケースとそのすべてのコネクタ (もちろんネットワークを除く) と 220 V ネットワークとのガルバニック接続が危険なのはなぜですか? もしかして高圧？ おそらく、220 V は誰かにとっては非常に高い電圧のように見えるかもしれませんが、短波にとってはそうではありません。 実際、ネットワーク トランスを備えたランプ RA では、何倍も大きな交流電圧が使用され、この高電圧源 (高電圧アノード巻線) は直接または整流ブリッジ ダイオードを介してケースに接続されます。 そして - それは本当に危険をもたらさないので、誰もこれを恐れていません。 実際、逆説的に、デバイスケースのネットワークとそのすべてのコネクタとのガルバニック接続の危険性は、ネットワークのワイヤのXNUMXつ（ゼロ）がアースに接続されていることです。 したがって、地球、床、靴などの導電率を通じて. - 常に人体に電気的に接続されています。 ネットワークのXNUMX番目のワイヤ（フェーズ）がデバイスの本体にある場合、RAのそのような回路で何が起こるかを理解するのは簡単です-人がデバイスの本体に触れると回路が閉じます（ネットワークのXNUMX番目のワイヤ-アース、忘れないでください、すでに人に接続されています）。 少なくとも、感電は保証されています。 ネットワークの相線が PA コネクタの XNUMX つとガルバニック接触している場合、状況はさらに悪化します。 通常接地されているデバイス (アンテナ、トランシーバー、またはコンピュータ) がこのジャックに接続されている場合、主電源からの短絡電流がこのジャックに接続されているデバイスを流れます。 トランシーバーやコンピューターではなく、電源ヒューズが最初に切れた場合は非常に幸運です。 したがって、RAハウジングとそのすべてのコネクタのネットワークとのガルバニック接続は許可されていません。 [1]のように、ネットワークのワイヤの1つがアースであるという事実を使用し、開始デバイスである増幅器[XNUMX]を使用してPAプラグをネットワークに接続する「極性」を処理します。すべてが正常に機能している場合にのみ、完全に安全です。 ただし、始動デバイスの動作を中断し（たとえば、リレー接点がスタックしている）、プラグを間違った「極性」でソケットに挿入することは価値があります。上記のすべての問題は保証されています。 しかし、状況は本当に絶望的に悪いのでしょうか? ネットワークとの接触を持たない方が良いのでしょうか? それを理解しようとしましょう。 テレビやパソコンなどで広く使われているスイッチング電源に（安全面で）反対する人がいないことを願っています。 それ以上必要でない限り、それは素晴らしいことです。 したがって、ネットワークとのガルバニック接触がネットワーク ノイズ フィルタ、整流器、高周波発生器を備えていてもかまいません。 たとえば、図 1 はスイッチング電源の簡略化された図を示しています。太い線はネットワークとガルバニック接触している (したがって危険な) 回路とノードを示し、細い線はネットワークから分離された安全な回路を示しています。
同様に、ネットワークに電気的に接続された回路は、以降のすべての図に示されます。 図1に戻りましょう。 ソースの出力回路は、フェライトベースのRFトランスによってネットワークから電気的に分離されています。この回路の絶縁は非常に良好です。 ただし、ネットワークと通信するための別の回路があります（ただし、ガルバニックではなく容量性です）。これらは、シャーシに接続されたノイズフィルターコンデンサC1、C2です。 もう一度強調します-これらのコンデンサを介したデバイスシャーシとネットワークの接続（または、むしろそれらの2つを介して-ネットワークの相線に接続されているもの）は非常に弱く、ガルバニックではなく容量性です！ よくできた変圧器RAでは、ノイズフィルターコンデンサもネットワークワイヤに取り付けられています。 たとえば、図91は、アマチュア無線家の間で広く使用されている「Alpha 0,022 b」アンプの回路の一部を示しています。ここでは、XNUMXμFの容量のコンデンサがシャーシのネットワークコネクタの端子からはんだ付けされています。電源スイッチの前でも。
したがって、よく知られている専門的なスキームでは、次の（実証済みで安全な）ソリューションが使用されています。 1.ノイズフィルター、整流器、高周波発生器のネットワークとのガルバニック接触。 2. 0,01〜0,047マイクロファラッドの容量のコンデンサを介して、ネットワークの両方の（最も危険なフェーズを含む）ワイヤをシャーシに接続します。 3.フェライト上の高周波トランスを使用したデカップリング。 次のセクションに移りましょう。 既知のトランスレスRAの比較分析 シャーシとネットワークの間に電気的接触がある回路[1]を考慮から除外したので、アンプのシャーシとその入力/出力回路の両方のネットワークからデカップリングがあるトランスレスRAに目を向けましょう。すべての安全規制を満たしています。 1つの6P45SランプのUA2FA設計から始めましょう[1,9]。 入力回路にはRFトランスが使用されており、完全なガルバニック絶縁を保証します。 出力回路（すでにPループの後）もRFトランスによってデカップリングされていますが、高電力用の高品質ブロードバンド（30 ... 7 MHz）トランスを作成することはまったく簡単ではありません。 さらに、かなりのサイズの高価なフェライトコアが必要です。 ただし、フェライト（特に国産のもの）は、反応性のある負荷に対しては非常に不十分に機能し、範囲の端では、一致するアンテナであっても、どのアンテナでも顕著な反応性が発生します。 SWRが8〜XNUMXのある種のLWを使用すると、出力フェライトトランスは完全に非効率的に動作します。 私の意見では、この設計では、出力回路を分離する他の方法があるため、出力トランスを設置することは絶対に価値がありませんでした（詳細については以下を参照してください）。 さらに、回路では、ネットワークの相線とシャーシの間に容量性接続があります。図2と同様に、サージフィルタが設計に取り付けられています。 P回路の部品がネットワークと電気的に接触していることはあまり便利ではありません。これにより、それらをシャーシから分離し、分離された軸と調整ノブを使用する必要が生じます。 さらに、ランプに過負荷をかけずに[1]で指定された400 Wの出力電力は、短期のピークモードでのみ取得できます。 継続的な放射では、ランプが過負荷になり、アンプの信頼性が著しく低下します。 実際、Pout = 400 Wでは、入力電力は少なくとも700 Wでなければなりません。したがって、各ランプのアノードでPrass = 300W-150Wになります。 これは、電力過負荷のXNUMX倍以上です。 私の意見では、RAなどの重要なノードでは、パスポートパラメータを超える要素を使用しないでください。 読者を計算から救ったので、ランプのアノード電流過負荷はほぼXNUMX倍であると言えます。 ここで、後の設計、つまりGU-3ランプのRV3LEアンプ[29]に目を向けましょう。 これは、75〜100ワットの出力に対してバランスの取れた設計です。 [2]と同様に、入力にはフェライトトランスを使用しています。 フェライトトランスも出力に使用されます（このような電力では小さく、[2]とは異なり、ランプのアノードとP回路の間に接続されます）。 これにより、2つの問題が同時に解決されます。これにより、反応性のために変圧器の動作が除外され、KPIがシャーシに接地された従来のPループを使用できるようになります。 しかし、残念ながら、この回路ソリューションは別の問題を引き起こします-トランスは高い抵抗値（キロオームの単位）で動作するため、高周波数範囲の周波数応答が必然的にブロックされます。 [3]のように、ランプは過負荷ですが、公平を期すために、アノードでの電力損失とアノード電流の両方の観点から、ランプははるかに少ないことに注意してください。 さらに、RA [XNUMX]にはネットワークノイズ抑制フィルターがないため、RF信号が電気ネットワークに入る可能性が非常に高くなります。 私たちのレビューの最後の構造はRA6LFQです[4]。 共通グリッドを備えた回路内の50つのGU200は、約2ワットの出力電力を提供します。 ここでは、ネットワークからのデカップリングの異なる原理が[3、50]とは異なります。つまり、ネットワークに電気的に接続されたアンプの部品を、小さなコンデンサを介してシャーシおよび入力/出力コネクタに接続します。 無線周波数では、これらのコンデンサは実質的に分離しており、2 Hzの主電源周波数では、非常に大きな抵抗を表します（前のセクションのポイントXNUMXを参照）。 この設計では、トランスレスのアイデアの純粋さを求める闘いの中で、トランスはまったくありません。 私の意見では、フィラメントトランスを取り付けることはできますが、いずれの場合も、フィラメントトランスの寸法は、[10]でフィラメント電圧が供給される紙コンデンサ400μFx4V以下です。 増幅器の入力では、ネットワークからのデカップリングは、出力で1000 pF x 2 kVのコンデンサによって実行されます。これは、2200 pF x2kVのコンデンサを介して増幅器の共通ワイヤをシャーシに接続することによって行われます。 フェライトトランスがないため、高出力のマッチングと送信の問題のいくつかを回避することができます。 ただし、アノード負荷抵抗が数百オームの出力回路では、2200 pF のコンデンサが絶縁コンデンサとして実際に使用されます (周波数 1,8 MHz でのリアクタンスは 40 オームであり、負荷抵抗の 1/10 未満です)。 )、アンプの入力抵抗が 50 オームの場合、絶縁コンデンサの容量は 1000 pF と小さくなります (1,8 MHz では、その抵抗は 80 オームであり、RA の入力抵抗のほぼ XNUMX 倍です)。 なんと問題があるように思われるでしょう - このコンデンサの静電容量を増やすだけで十分です。 ただし、すべてがそれほど単純であるわけではありません。これについては次のセクションで詳しく説明します。 再びネットワークからのデカップリングについて ネットワークとのガルバニック接続についてはすでに説明しました。 しかし、ガルバニックに加えて、容量性もあります。 最終的に、電源電圧が RA ケースに入る方法は問題ではありません。 さらに議論するために、AC 電源から電力を供給されるデバイスについて、デバイスの接地されていないケースと良好な電気的接地との間の 50 Hz の周波数の漏れ電流などのパラメータを紹介します - IUT50。 測定用IUT50 図3に示す回路を組み立てます。
ネットワークを除くすべての RA コネクタ (入力、出力、制御) は、ケースにショートされています。 抵抗 Re = 30 kOhm がアンプのケースとグランドの間に接続されています (値は非常に任意であり、人体の抵抗にほぼ対応しています)。 Reに流れる電流はIUT50、およびこの抵抗Uの両端の電圧降下UT50 接地されていないRAの体に触れたときに、十分に接地された人（たとえば、濡れた素足で金属の床に立っている、こんにちは！）の体に印加される電圧に対応します。 測定の正確さのために、私がするとき、ソケットの電源プラグのそのような位置を選んでくださいUT50 最大。 もちろん、実際の空中での作業中は、RAケースを接地する必要があります。電気的な安全上の理由からではなく、アンテナの通常の動作とTVIの除外のためです。 しかし、私の正しい定義のためにUT50 私たちは意図的に最悪のケース、つまりRAケースの根拠がないことを取り上げます。 私がどの鎖を通して体を貫通しているか見てみましょうUT50、およびこのインジケーターのさまざまなデザインを比較します。 1.電源トランスを備えた従来のRAでは、電流lUT50 ノイズ抑制フィルタの入力コンデンサの 2 つ (位相に接続されたコンデンサ、図 1.6) と電源トランスの巻線間コンデンサという 74 つの並列回路を流れます。 後者は通常無視されますが、それほど小さいものではありません。 したがって、Rgab = 1200 kW (GU1B の RA に電力供給するため) の電源トランスの場合、この静電容量は 500 pF (tnx EW50EA)、Pgab = 500 W のトランス (1000 つの GUXNUMX の RA の場合) - 約 XNUMX pF でした。 さらに計算を進める場合、相と RA ケースの間に XNUMX pF のコンデンサが接続されていると、I が次のように与えられることを知っておくと役立ちます。UT50\u0,06d XNUMX mA、したがってUUT50\u1.8d XNUMX V.したがって、巻線間容量により、Iが流れますUT50\ u0,03d 0,08 ... 2 mA、および0,01..0,047μF-0,6 ... 2,8mAの値を持つフィルターコンデンサー（図XNUMX）による。 一般IUT50\ u0,6d 0,29b ... XNUMX mA、これはUに対応しますUT50\u19,8d 87..5 V.これらは非常に大きな値です。 ただし、ノイズ フィルターを備えたデバイスの接地されていないケースがかなり「噛む」ことに驚く人はいません。 ちなみに、B7-0,1産業用トランス電源では、XNUMXマイクロファラッドのラインフィルターコンデンサーが使われています！ 同時に私はUT50= 6mA、UUT50=150V! これらのブロックを扱う人は、接地されていないケースからどのような感電を受ける可能性があるかを知っています。 結論：電源トランスを備えたパワーアンプは、ネットワークとの顕著な容量結合を持っています。これは、主にネットワークノイズ抑制フィルターのコンデンサーによって決定され、次に、電源トランスの巻線間容量によって決定されます。 2.スイッチング電源を備えたデバイス（テレビなど）も、ノイズフィルターコンデンサを介してネットワークに接続されます（図1）。 このような接続の存在を確認したい人は、暗い部屋のテレビに外部アース付きのアンテナを接続することができます。 接続時にアンテナコネクタとTVジャックの間でジャンプする火花は納得できるはずです。 値IUT50 とUUT50基本的に前の段落と同じです。 出力高周波フェライトトランスの巻線間容量は小さく、無視できます。 3. PAUA1FA[2]に目を向けましょう。 入力および出力フェライトトランスの巻線間容量は非常に小さいです。 UUT50 0,022uFの容量のラインフィルタコンデンサによって完全に決定されます。 私UT50=1.3mA; うUT50\ u40d XNUMXV。ご覧のとおり、パラメータは従来のトランスRAのパラメータよりも悪くはありません。 4. PA RV3LE [3]。 ネットワークから完全に切り離された私はUT50 事実上不在。 導入部で、トランスレス RA のネットワークからのアイソレーションはトランス 2 よりもさらに優れていると述べたとき、まさにこの回路を念頭に置いていました。 入力トランスと出力トランスの静電容量は非常に小さく、電源ノイズ フィルターはありません。 図のスキームに従ってフィルターを取り付ける場合。 XNUMX IUT50 [2]と同じになります。 5. PA RA6LFQ [4]では、入力1000pFと出力2200pFの3300つのコンデンサを流れます。 合計XNUMXpF、IUT50=0,2mAおよびUUT50= 6V。非常に良好なデカップリングですが、1000オームの入力パスでの絶縁では50pFの入力容量が小さいことがすでに指摘されています。 必要な0,015...0,022μFに増加すると、Iut50は1 ... 1.3 mAに増加し、Uut50は30 ... 40 Vに増加します。ただし、これは非常に許容範囲内であり、任意の変圧器RAおよびデザイン[2,3、4]。 このRAでは、別のネットワークノイズフィルターが使用されます（図1）。 RAからネットワークへのチョークL2、L2、RF干渉が存在するため、図4の最も単純なフィルターよりもさらによく抑制されます。 図XNUMXのフィルターの非常に重要な利点は、シャーシとの接触がないため、電流が流れないことですIUT50.
PAのトランスレス設計では、このようなノイズ抑制フィルタのみを使用する必要があります。 アノード回路の電力 すべてのRA[1、2、3、4]には、共通の欠点が580つあります。主電源電圧を600倍にすると、アノードに電力が供給されます。 その結果、100〜200 Vの電圧は、強力な真空管アンプに電力を供給するのに十分ではありません。 アノード電流を制限パスポート値まで（そしてほとんどの場合それらをはるかに超えて）「加速」する必要があります。 その結果、ランプの寿命が短くなります。 ただし、得られた出力電力は印象的ではありません-2 ... 5 W（つまり、PA [248]はあまり過負荷になることなく機能します）。 さらに、アノード電圧Eaが低いと、増幅器のパワーゲインが低くなります。これは、一定の入力電力ピンでは、Eaに正比例します。 一般的に、Eaを増やす必要があります。 結論はそれ自体を示唆しています-50倍にするだけでは不十分な場合は、主電源電圧を31倍または100,0倍にする必要があります。 しかし、ここでは、倍率器は小さな電流にのみ適しており、内部抵抗が大きく、したがって負荷の下での大きな電圧降下（「ドローダウン」）があるという別の偏見に直面しています。 この記事の著者は長い間この意見を共有していましたが、その後、文字通りテーブル上で、図350に示す回路を組み立てて、反対のことを納得させる結果を受け取りました。 ダイオードDXNUMXBが使用され、最初の実験ではXNUMXつのコンデンサKXNUMX-XNUMX XNUMX uFxXNUMXVが使用されました。
220V/40Wの白熱電球XNUMX本を直列に接続して負荷抵抗とした。 これらの条件下で、次のパラメーターが取得されました。 -開回路電圧Exx-1220V; -負荷の電圧200WEn-1100V; - 200W Upulse - 50V の負荷での脈動の振幅。 それらの。 電圧の「ドローダウン」はわずか 10% で、リップルは 5% です。 これは、多くのトランス電源より優れています。 同じ回路に220 V / 60 W En \u1050d 80 VおよびUpulse \u200d 300 Vの300つのランプがロードされている場合。これも非常に優れたパラメータです。 同時に、XNUMX ... XNUMX Wの電源の重量は約XNUMX gでした。 次の実験では、220,0つのコンデンサ350 uF x 600 V（テレビ電源から）が同じダイオードで使用されました。 負荷も総電力1100ワットの白熱灯でした。 もちろん、Exxは変更されていません。En= 65B、Upulse=XNUMXBです。 したがって、図5の回路を使用すると、1100〜200 W（コンデンサ300 x 100,0 Vを使用する場合）、350〜C）の電力でEa \ u500d600Vの電源を作成できます。 220,0 ... 350 W（1000 x 1200 Vで-つまり、440,0つのコンデンサのそれぞれは350つの220,0 x 350 Vで構成されています）ですら。 このようなパラメータにより、単一の接続と並列の両方で、多くのランプを備えたこのような電源を使用できます。 3xGU50、la = 0,4 ...0,5AおよびРout=250... ... 300W; Ia=4...811 A および Рout=0,6... ...0,65 W で 300хГ350。 2(3) Ia=7...0,6 (0,7...0,9)A および Pout=1(400)W での GI600B。 一般に、必要に応じて適切なオプションを選択できます。 ちなみに、RA[5]は500Vの交流電圧トリプラー（電源トランスの2100次巻線から）を使用してXNUMX Vのアノード電圧を取得します。したがって、倍率倍率器の使用は一般的な方法です。 「極性電解コンデンサC1、C2が交流ネットワークに直接接続されているのはどうしてですか？交流電圧が印加され、交流電流が流れて爆発します！」という質問がよく寄せられます。 いいえ、これは起こりません。 C1とC2にはAC電圧がありません。 ネットワーク回路-VD2-C1およびネットワーク-VD3-C2は通常の半波整流器であるため、逆極性電圧はC1またはC2のどちらにも印加されません。 オシロスコープをC1（またはC2）に直接接続すると、リップル振幅が300〜15Vの定電圧20Vを確認できます。もちろん、交流（および重要な最大数アンペア）が流れます。 C1とC2を介して、しかしこれは彼らのパスポートモードです。 多くのトランジスタ化されたULFには、出力にかなりの容量の分離電解コンデンサがあり、それを介してLF交流電流がスピーカーに流れ込み、強力なアンプでアンペア単位で測定されることを思い出してください。 トランスレス、XNUMX倍 上記のすべてを考慮して、主電源電圧を 6 倍にするトランスレス電力増幅器が提案されます。その図をやや簡略化して図 600 に示します。 たとえば、三極管は共通のグリッド回路に従って接続されているように示されていますが、これはまったく重要ではありません。四極管、五極管、および共通のカソード回路にすることができます（スクリーン電圧は、接続された安定器によって簡単に取得できます） XNUMX つの出力コンデンサの中点までの電圧 - この点の電圧はカソードに対して +XNUMX V です)。
次の機能は、図 6 の回路の基本です。 -アノード電圧-1200...1100 V（XNUMX倍の主電源電圧）; -入力信号供給-ブロードバンドフェライトトランス（SHPT）を介して; -出力信号をP回路に供給します-それぞれ1pFx2kVの2000つの絶縁コンデンサC2とCXNUMXを介して。 SPTを介して入力信号を適用すると便利です。理由は次のとおりです。 - [4] とは対照的に、デカップリング コンデンサが使用されている場合、SHPT の巻線間容量は非常に小さいため、電流 I には寄与しません。UT50; -ShPTは反応性のない一定の負荷で動作します-入力インピーダンスRA; ・ShPTはカソードチョークの代わりになるほか、（巻数、つまり変圧比を変えることで）アンプの入力インピーダンスとドライバのマッチングにも使用できます。 ランプから P ループへの RF 信号は、1 つのデカップリング コンデンサを介して供給されます。C2 は Ea を P ループのホット エンドから分離し、C50 は 2,3 Hz ネットワークを介してデカップリングを提供し、ランプの共通電極を閉じます (グリッドこの場合）アンプのシャーシと一緒に。 同様の信号伝送方法 ([XNUMX] で使用されているフェライト トランスを使用しない) を使用すると、任意の電力を渡し、無効負荷で動作し、出力回路の周波数応答のブロックを排除できます。 前のすべての図と同様に、図6では、ネットワークに電気的に接続されている回路が太い線で強調表示され、ネットワークから切り離されている回路が通常の太さで示されています。 図6の回路は、わずかに変更されたスイッチング電源と見なすこともできます。 実際、整流器と高周波発生器（ランプ）は主電源電圧に直接接続されています。 この場合のみ、それは自励発振ではなく、入力SPTを介した外部励起を備えた発電機です（送信技術に関する古い本では、パワーアンプはそれと呼ばれていました-外部励起を備えた発電機）。 発電機の出力信号は、スイッチング電源のようにフェライトトランスを介してではなく、コンデンサC1、C2を介して取得されます。 発電機の最低周波数（1,8 MHz）は主電源周波数の30000倍以上であり、これらの周波数でのコンデンサC1、C2の抵抗は同じ係数で異なるため、この決定は非常に論理的です。 図6の回路と従来のスイッチング電源のもう85つの違いは、発電機がキーではなく線形（エンベロープ）モードで動作するため、主電源電圧をRF信号に変換する効率（つまり、アンプの効率）は90％... 55％、60 ... XNUMX％ではありません。 出力には、従来のPループが含まれます。 図6の回路の場合（図4の回路に従ってノイズフィルタを使用する場合）へのネットワークの漏れ電流は、コンデンサC2によってのみ決定され、Iです。UT50= 0,12 mA、UUT50= 3,6 V。これは、多くのトランス RA より優れています。 回路の詳細に関するいくつかの要件。 ダイオードは、Uobr>600 V および平均電流が 4Ia_max 以上になるように設計する必要があります。 ダイオードの許容インパルス過負荷電流は、2 ～ 3 倍以上にする必要があります。 KD202R、D248Bに最適。 電源コンデンサは 350 V を超える必要があり、その静電容量は 100 mA のアノード電流ごとに少なくとも 250 uF でなければなりません。 静電容量 C1 と C2 は、最低動作周波数でのリアクタンスが P ループの Roe の 1/10 未満になるように選択されます。 Roe> 500 オームの場合、1 pF の C2 と C2000 で十分です。 C1とC2の電圧は900 Vを超えませんが、電気的な安全性を提供するため、2 kV以上の大きな余裕を持って使用することは理にかなっています。 安全性の観点から、ブレークダウン電圧 C1 および C2 の要件は、主電源と二次巻線の間のブレークダウン電圧に対する従来の電源トランスと同じです。 カソード回路とグリッド回路は、シャーシに対して最大900 Vの電位を持つ可能性があります（接地されている場合）。 したがって、これらの回路の絶縁、入力FSHTの巻線間絶縁（MGTF 0,5ワイヤを使用するだけで十分）、および白熱変圧器の巻線絶縁（任意の統合VTが適しています）をこの値に対して計算する必要があります。 次に、実用的なスキームの説明に移りましょう。 トランシーバー出力段 図7に、出力電力が100〜200Wのトランシーバーの端末増幅器の概略図を示します。 トランジスタPAはそのような電力を得るために長い間使用されてきたと主張して、懐疑的にニヤリと笑わないでください。ランプに戻るようにという呼びかけがここに印刷されています。 まず、著者はトランジスタRAの存在について知っています。 彼はそれらを自分で開発し、何年にもわたってそれらを利用しました。 次に、出力電力が100 Wの一般的なプッシュプルトランジスタRAと、同じ電力のランプRA（図7）を主なパラメータで比較してみましょう。
1.信頼性。 ここで、チューブRAは競争を超えています。 Ppac = 350 W で、7 倍のインパルス過負荷に耐えるトランジスタがよくありますか? GIXNUMXB の場合、これらは典型的なパラメータです。 SWRが高く、アンテナの静電荷に対する耐性がある負荷での作業について話す必要はありません-チューブRAは、実際には保護システムを必要としません。 2.電力伝達係数。 両方のスキームでほぼ同じ-約10。 3.負荷との調整。 ランプRAの出力のpループは、ほとんどすべての負荷との調整を保証します。 トランジスタRAでは、この目的のために、出力ローパスフィルタの後に、別のマッチングデバイスを使用する必要があります。 4. 寸法。 もちろん、トランジスタは (プッシュプル段のペアであっても) ランプよりも小さいです。 しかし、ラジエーターに取り付けると、この違いはなくなります。 実際、ランプラジエーターの温度は140 ... 150℃になる可能性がありますが、トランジスタの場合、そのような高温は許容できません。 実際、ラジエーターから環境に放出される電力は、ラジエーターの面積と、ラジエーターと環境の間の温度差の両方に正比例します。 したがって、ランプのヒートシンクが高温になると、より効率的に熱が放出されるため、同じ電力を放散するには、トランジスタのヒートシンクがランプの陽極ヒートシンクよりも大きくなければなりません。 5. 効率。 一見したところ、ランプは失われるはずです - フィラメント回路の電力は無駄に失われます、そしてGI7Bの場合、これはかなりの量です - 25ワットです。 しかし、数えてみましょう。 プッシュプル トランジスタ RA の効率は最高でも 40% です ([6] によると、輸入トランシーバーのパラメーターの実際の測定によると)。 ランプ RA の場合、P 回路の損失を考慮すると、アノード回路の効率は 50 ～ 60%、つまり 100 ～ 180% になります。 Рout=200 W の場合、Рsubv は 25...45 W になります。 たとえ 50 W がフィラメント回路に追加されたとしても、全体の効率は XNUMX% ... XNUMX% になります。 トランジスタRAよりも高い。 6.価格。 もちろん、ランプとトランジスタを工場価格で購入すると、ランプの価格は高くなります。 しかし、実際に言えば、ラジオ市場の価格に目を向けると、強力な高周波トランジスタのペアは安くはありませんが、おそらくランプよりも高価です。 7.重量。 アンプ自体に関しては、パラグラフ4で寸法について述べられたすべてがここに当てはまります。 トランジスタRAの電源は、250 Wを超える出力電力を提供する必要があり、その電源トランスの全体的な電力（スタビライザーの損失を含む）は少なくとも300Wである必要があります。 一般的に、そのようなブロックの重量はkg以上です。 図7に示すパワーアンプの電源ユニット（メインフィルター＋クワッド＋白熱トランス）の重量は1kg強です。 完全にトランジスタ化されたトランシーバー（輸入されたもの、特にチューナーが内蔵されていない古いモデルを含む）では、かなり逆説的な状況が得られます。 トランシーバー自体は小さく、軽く、美しいです。 しかし、実際のアンテナで空中作業を行うには、アンテナチューナーと電源ユニットを近くに配置する必要があります（トランシーバー自体の重量とサイズのXNUMX倍）。 この点で、図7に示すRAは、追加のデバイスを必要としません。これには、電源とアンテナ整合回路の両方が含まれます。 次に、回路図（図7）を見てみましょう。 ダイオードVD1...VD4および電解コンデンサC3...C8-主電源電圧1倍。 C1、L2、C1-ネットワークノイズフィルター。 ３位置スイッチＳ１および電流制限抵抗器Ｒ１は、電源を入れ、電源を入れたときに突入電流を低減するための２段システムの要素である。 T1は生意気なトランスです。 C1-アノード電源の無線周波数ブロッキング。 C9、C12-HFで除算し、ネットワークを介してデカップリングします。 Ldr-アノードチョーク。 VD13は初期ランプオフセットを提供します。 C5、C10-HF.T11-でのブロッキング 入力絶縁トランス。 C14、C15、C16、L3、L4は、出力Pループの通常の要素です。 ランプのRX-TXの切り替えは提供されておらず、初期電流は5〜10 mAであり、一時停止中および受信モードでのアノードでの電力損失は小さい-6〜11Wです。 ランプを受信モードでロックする必要がある場合は、5kΩの抵抗（または任意の文字インデックスを持つD100ツェナーダイオード）をVD817と直列に接続し、送信に切り替えるときにRX/TXリレー接点で閉じるだけで十分です。 細部 C1、C2 - 少なくとも73 Vの電圧のタイプK17-400、C3 ... C8-K50-31.K50.27、K50-29（K50-35タイプのコンデンサは信頼性が低いため、使用しない方がよいです）。 C9、C12、C13 - KSO-11、K15-U1 は少なくとも 2 kV の電圧、C12 および C13 - 少なくとも PA 出力電力の無効電力用。 C10、C11-KM-5 または同様のもの。 C15、C17 - K15-U1 は、RA の出力電力の少なくとも 10 倍の無効電力用。 C16 - トランジスタ受信機からの組み込み KPI。 C14 は、標準的な KPE 2x12/495 pF からローターとステーターのプレートを 1 枚ずつ薄くし、KPI のベースに取り付け部分をはんだ付けすることでステーター セクションの中心を合わせて作られています。 L2 - 干渉フィルター チョークには、適切なサイズの 20NN ブランドのフェライト リング上に 2000xXNUMX ターンのネットワーク ワイヤが含まれています。 アノードチョークL-drとPループL3、L4のコイルの設計は、文献[7,8]に繰り返し記載されています。 T1-たとえば、TNシリーズなど、巻線間の絶縁が良好なものであれば何でもかまいません。 T2コアは、隣接する400つのフェライトチューブで構成されており、それぞれが10つのリング5NNK5x2x4から接着されています。 ランプに接続されている巻線には、0,5x2ターンのMGTF4ワイヤが含まれています。 一次巻線T100の巻数と設計は、ドライバのタイプとその出力インピーダンスによって異なります。 一次巻線に2ターンが含まれている場合、Rinは25オームになります。 1の場合、凛-1オーム。 著者の一次巻線は、MGTF0,5ワイヤの2+ 2ターンを含み、その出力でドライバトランジスタのコレクタに直接接続され、ドライバ電源電圧が中間出力に印加されます。 一次巻線T3は十分に絶縁されている必要があることをもう一度強調します。 ALCを導入する必要がある場合は、RAXNUMXAOトランシーバーで行われているように、信号をTXNUMXに巻き付けることにより、追加の巻線から信号を削除できます。 デザイン Pループの詳細は、トランシーバーのフロントパネルにあります。 それらの後ろには水平ランプがあります。 出力コンパートメント（ランプアノード、C12、Ldr、Uループ）は、接地されたU字型スクリーンによって分離されています。 ランプは、セルフタッピングネジのフッ素樹脂ボスでアノードラジエーターに固定されています。 ランプを交換する必要がある場合は、「一度限り」固定されているアノードラジエーターからネジを外します。 U字型のスクリーンには、ランプグリッドの出力の直径よりも6〜8 mm大きい直径の穴が開けられました（グリッドが本体で閉じないようにするため）。 シャーシから分離された70x70mmのジュラルミンプレートがグリッド出力に配置されます。 13つのPTFEスペーサーを介して、プレートはU字型スクリーンの裏側に取り付けられています。 このプレートとスクリーンの間にコンデンサC1を配置します。 ランプの後ろ（リアパネルの近く）には生意気なT10トランスがあります。 C11、C1はランプとT2の端子に取り付けられています。 トランスT1は、ランプカソードの出力の下のブラケットにあります。 R5とVD3（小さなヒートシンク付き）を含む電源のすべての部品は、別のグラスファイバーボードに配置されています。 ボードは、VL8ランプからC1...CXNUMXの加熱を排除するように配置する必要があります。 密集したレイアウトでは、たとえば、ガラス繊維に接着された薄いアスベストからサーマルスクリーンを設置する必要がある場合があります。 結果 この回路では、ランプは Pin=200...250 W (8xKT12V) で電流 Ia=2...913 mA まで簡単に「スイング」します。 より強力なドライバーを使用すると、Ia = 0,38 ... 0,4 A を得ることができます。ただし、トランシーバーの場合、電流を Ia = 200 mA に制限し、したがって Pout = 100 W に制限することをお勧めします。 このような電力を使用すると、ランプは連続放射（FMなど）でも吹き飛ばすことなく動作できます-オペレーターの目の前でファンを「遠吠え」させない非常に快適なトランシーバーになります。 さらに、100 W の電力は、ほぼすべての RA を「構築」するのに十分であり、日常の放送作業にも十分です。 図7のスキームに従ってRAを外部として使用すると、Pin = 40 WでIa = 0,38 ... 0,4 AおよびPout = 190 ... 220 Wになります（もちろん、強制を使用する場合）アノードの冷却)。 50 つの GUXNUMX の RA Ea = 50Vの1100つのGU7ランプでCISRAのアマチュア無線に広く普及しているため、電源トランスはまったく必要ありません。 回路図は図1に示したものとほぼ一致しており、電力R5を10 ... 3 W、静電容量C8 ... C220を8マイクロファラッドに増やすだけでよく、カソード回路はそれに応じて作成する必要があります。図XNUMXで。
トランスT2は、一次巻線と二次巻線の巻数が同じです。 T2が前のセクションで説明したように構成されている場合、各巻線に2つのターンが含まれている必要があります。 この設計では、外径400〜600mmのフェライトリング20〜32 NNで、8〜12ターン巻く細い同軸ケーブルを使用してT2を次のように実行することもできます。ケーブルは二次巻線を形成し、編組は一次巻線を形成します。 もちろん、MGTFワイヤーのツイストペアでT2を巻くことができます。 いずれにせよ、TXNUMX巻線の絶縁の品質を忘れないでください。 7 (XNUMX) GIXNUMXB の RA このスキームは、図 7 のスキームと実質的に一致します。 違いは次のとおりです。3 つのランプの容量 C8 ... C330 は 470 マイクロファラッドである必要があります (2 つの場合 - 220 マイクロファラドまたは 1x180 マイクロファラッド)。 R240の値を10 ... 20オームに下げ、その電力を5 ... 9 Wに増やす必要があります。VDXNUMXの代わりに、強力なツェナーダイオードのトランジスタアナログをオンにする必要があります（図XNUMX）。
VT1 は、シャーシから分離されたヒートシンクに取り付ける必要があり、15 W (ランプ 25 個の場合 - 2 W) の電力損失を許容する必要があります。 T2 はすべての巻線で同じ巻数です。 T800 のコアを選択するときは、ランプのカソードの直流成分がコアにバイアスをかけることを考慮に入れる必要があります。 P 回路は、Roe = 900..500 オーム (600 つのランプの場合 - XNUMX ... XNUMX オーム) 用に設計する必要があります。 Pin=45...50 W の 0,75 つのランプの場合、アノード電流は 0,8...400A (Pout=XNUMX W) に達します。 Pin=70...75 W の 1 つのランプの場合、アノード電流は 1,1...600 A (Pout=XNUMX W) に達します。 デザイン メインの接地シャーシは、下部から約50〜60mmの水平方向に配置されています。 ランプを設置した場所のシャーシに14x14cmの四角い穴を開けました。ランプは垂直に設置し、グリッド出口でクランプで16x16cmの四角いプレートに固定します（概算寸法は、ランプの数とそのレイアウト）。 ランプが取り付けられたこのプレートは、シャーシの穴の上に取り付けられ、絶縁性のフッ素樹脂ガスケットを介して取り付けられています。 C13はプレートとシャーシの間に取り付けられています。 自己励起または不安定な動作の場合、PA C13 は複数のコンデンサ (総容量 2000 pF) をセットにして、ランプ付きプレートの周囲に配置するのが最適です。 ランプは次のように排気によって吹き飛ばされます。ファンは、アノードラジエーターの直径と同じかわずかに大きい直径を持つ (ランプの数に応じて) 選択され、ファンは RA の上部カバー (穴) に取り付けられます。それらの下に切り取られています）ランプのちょうど反対側にあります。 円筒形のエアダクトは、2〜3層のグラスファイバーから巻き上げられます（適切なサイズのピースを層状にする必要があります）。 巻き戻しを避けるために、グラスファイバーの端は金属製のブラケットで縫い付けられています。 エアダクトの上部の直径はファンの外径と正確に一致する必要があり、下部の直径はランプのアノードの直径と一致する必要があります（異なる場合、エアダクトは円錐形になります）。 その結果、トップカバーを下げると、エアダクトがアノードに正確にフィットします。 まとめ したがって、トランスレスRAは、電源トランスを備えたアンプほど危険ではありません。 600〜1100 Vのアノード電圧を得るには、電源トランスはまったく必要ありません。トランスレス電源に切り替える際の複雑さは最小限であり、シャーシから一部の部品を分離する必要が短波を怖がらせる可能性はほとんどありません。 -アノード電圧の高いトランスパワーアンプには、同様の部品が十分にあります。 トランスレスの RA は本当に素晴らしいので、欠点はありません。 もちろん、（他のデバイスと同様に）あります。 ここにあるいくつかの： - 調整の不都合。 ランプ モードを測定したり、電源関連回路の信号をオシロスコープで調べたりする場合は、1:1 電源絶縁トランスを使用する必要があります。 ただし、アマチュア無線の十分な資格を備えた実証済みの完成した回路の場合、これは必須ではありません。 - 電解コンデンサの使用。 10～12年で交換が必要になる場合があります。 他の問題では、RA パワーアンプを製造している企業は恥ずかしくありません。産業用 RA の大多数では、使用されているのは電解コンデンサです。 - トランスレス パワー アンプは、AC 電源からのみ電力を供給できます。 -高出力（1 kW以上）を得るには、1,1 kVのアノード電圧では不十分ですが、Ia> 2 Aを提供するランプ（GS3Bなど）を使用する場合は、そのようなものを作成してみてください。デバイス。 著者はこのオプションをまだテストしていません。 問答 1. 回路の安全性は、ネットワーク内のプラグの「極性」に依存しますか? いいえ、そうではありません。 ネットワークからの分離は、プラグのどの位置でも提供されます。 違いは、電流 I の大きさだけです。UT50。 図（N7 / 2の図99）に従って、ネットワークの「ゼロ」がネットワークの下部ワイヤに接続されている場合、整流器（ランプグリッド）のマイナスは600V相対の一定電位下にあります。住宅に、そして私はUT50=0。 このワイヤに「位相」がある場合、整流器 (ランプ グリッド) のマイナスには、600 Hz の周波数で 900 から 50 V まで変化する電位があります。 C13 (2000 pF x 2 kV) を通るこの電位の可変成分は、I の流れを引き起こします。UT50 約120uA。 この場合、UUT50 はわずか数ボルトです。 2. RA ケースが接地されていない場合、または接地が不十分な場合はどうなりますか? RA の安全性と運用に関しては何も変わりませんが、アンテナと TVI に問題がある可能性があります。 (もう一度、アマチュア無線局では接地システムの存在が義務付けられていることを思い出してください。注 ed.) 3.電圧XNUMX倍のコンデンサの静電容量について。 100 つの計測コンデンサのそれぞれに必要な最小静電容量は、次のように見積もることができます。マイクロファラッド単位の静電容量は、ワット単位の RA の出力電力に等しくなければなりません。 この場合、負荷がかかった状態での陽極電源の「ドローダウン」は約 120 ... XNUMX V になります。もちろん、より大きなコンデンサを使用できますが、「ドローダウン」は小さくなります。 4. 主電源電圧を XNUMX 倍にする代わりに、より高い倍率を使用することは可能ですか? 理論的にはそうですが、実際にはあまり意味がありません。 実際のところ、高電圧の大容量電解コンデンサはあまり一般的ではなく、動作電圧が 350 ～ 450 V の低容量コンデンサから電池を回収すると、その数は不均衡に急速に増加します。 350倍の場合-17つのそのようなコンデンサ、ギアリング用-28、増加用-XNUMX（！）。 このような数のコンデンサを使用すると、このRAの主な利点が失われます-重量と寸法が小さくなります。 5.インポートされたオルタネーターの中には、220 Vではなく、110 ... 120 Vの出力を出すものがありますが、この場合はどうすればよいですか？ もちろん、フィールド作業用の機器一式を作成している場合、110x220 V 単巻変圧器を持ち運ぶのはあまり現実的ではありません。 600 つのオプションがあります。 まず、RA 回路は変更せず、8 V のアノード電圧で満足します。次に、この記事の図 1 に示すように、1,1 倍の電圧マルチプライヤを組み立てます。 結果は、1,2 ... 0,35 A (ЗхGU0,4) の負荷電流で 50 kV の電圧になります。 発電機が 120 V AC 電圧を生成する場合、コンデンサ C1 と C2 (50 つの K7-220 のそれぞれ) は限界に近い電圧で動作することに注意してください。 この回路は、1 V ネットワークから XNUMX つの回路として機能するように簡単に再切り替えできます. これを行うには、スイッチで XNUMX つの回路を切断するだけで十分です (切断点は図 XNUMX に十字で示されています)。
6.なぜRAが図7に示されているのですか。 200、負荷にXNUMX Wを供給しませんか？ 残念ながら、私は自分自身を正確に表現していませんでした。 上記の回路の電源ユニットRAは、100Wの出力電力のみを対象に設計されています。 7. トランスレス電源を使用している場合、ALC 信号を取得するにはどうすればよいですか? 残念ながら、ALC信号を取得するための従来の方法（グリッド電流、グリッド電圧振幅による）はこの場合適用できません - ランプは電気的にネットワークに接続されています。 入力トランスの巻線の信号のみを監視できます。 さて、どの RA も「ポンピング オーバー」してはならないことを忘れてはなりません。 8.ランプの動作モードとRX/TXの切り替えについて。 図7（N2 / 99）に示されているバイアスツェナーダイオードD816Aは、GI7Bのすべてのインスタンスに十分な初期電流を供給しません。たとえば、D815Zhと交換する必要がある場合があります。 ランプの動作モードを切り替えるRX/TXリレーの接点は、（カソード回路全体と同様に）ケースに対して最大900Vの電位下にあります。 スイッチングには、接点グループと巻線の間、および接点グループとリレーハウジングの間で900Vに耐えるリレーが必要です。 リードリレーは絶対に不適切です-それらの接点は非常に速く「くっつきます」。 光絶縁は、この問題を根本的に解決します。 また、自家製のフォトカプラを使用する必要がありますが、工業用の一体型フォトカプラは適していません。 入力と出力の間の許容電圧は500Vを超えないため、この場合は>900Vが必要です。可能なオプションの2つを図XNUMXに示します。
トランジスタVT2、VT3には、ツェナーダイオードの調整可能なアナログが組み込まれています。 安定化電圧 VD2 は基準として使用されます。 この電圧は、分圧器 R3、RP1、R4 から取得した出力の一部と比較されます。 差動電圧は VT2 によって増幅され、強力な VT3 を制御します。 フォトレジスタ RF1 が LED VD1 によって照射されると、フォトレジスタの抵抗が急激に減少し、分圧器 R3、RP1 がシャントされ、R4 トランジスタ VT2 および VT3 が閉じます。 出力電圧は安定化レベル VD3 (47V) まで上昇し、受信時に確実にランプを閉じます。 送信時に、VD1 が消え、オープン トランジスタ VT1 によってシャントされ、RF1 の抵抗が数百キロオームに増加し、回路の動作に実質的に影響を与えなくなります。 回路の出力電圧は、RP1 によって設定されたレベルまで低下します (図 2 に示す定格 R3、RP1、R4、VD2 では、11 から 18 V に調整されます)。 VD3 - 保護ツェナー ダイオード。 VT3（小さなラジエーターに取り付けられている）によって消費される電力を減らすために、コレクターに強力な抵抗器が取り付けられています。 回路の出力ダイナミック インピーダンスは 1 オーム未満です。 フォトレジスタ RF1 と LED VD1 は、互いに 2 .. 3 mm の距離で黒いチューブ (同軸ケーブル シース) に配置されます。 図 2 に示す回路は、0,35 つのランプ (Imax = 3 A) のカソードで動作するように設計されています。 より大きな最大電流が必要な場合は、VT825 の代わりに複合トランジスタ (KT7 など) を取り付け、R7 の値と電力を再計算する必要があります。総電圧は R75 で低下するはずです (この場合、約 10V)。 9.出版物の不正確さについて 図8（No. 2/99）では、GU-50ランプのグリッドは本体ではなく、もちろん整流器のマイナス線上にある必要があります。 文学
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